需要将电流信号转化为电压信号才能进行采集，如下图所示：

单片机ADC采集到的电压模拟数字信号后，需要除以ADC的分辨率再乘以基准电压得到单片机采集的数字电压，根据欧姆定律，U=IRàI=U/R,求得电流信号。当然，分压电阻精度越高越好。

需要根据单片机ADC的测量电压峰峰值最高是多少。假如单片机的ADC最大采集电压有效值为3.3V,如果采集5V的有效值电压，则需要把5V电压分压，如下图2，然后再把分压输出的信号作为单片机输入信号进行采集。

当前，许多通讯系统中需要高速、高分辨率的模数转换器。相比较其他结构的ADC，流水线结构（pipeline）的ADC具有速度和功耗优势。每一级量化器和余量增益都需要精密的参考电压。尤其是在多级并带有很大电容负载的高分辨率ADC上，增加了参考电压的负载。因此对于高速、高分辨率的流水线ADC，精密的参考电压必须要有缓冲器来保证一定的精度和建立时间，对于高速系统，需要参考电压保持精度和速度的情况下对电容进行充放电，这对电路设计工程师来说是一个很大的挑战，这也是很多高速ADC一般都采用外部参考电压或参考电流的原因。本文着重于在此工作条件下参考电压和参考电流的设计，同时也贯穿了系统设计的方法。文章从设计目标到芯片测试，描述了整个设计流程。这种设计方法对模拟电路设计自动化也很有借鉴意义，尤其是对模拟电路的拓扑选择和产生。本文所描述的参考系统在实际的ADC电路中实现，测试结果显示电源抑制比和温度特性比较好，非常成功的集成在10bit采样率40MSPS的pipeline

本文第二节描述系统的架构，第三节详细介绍系统的电路实现，第四节给出了测试结果，最后总结了本文的论述。

整个电路系统设计是使pipeline ADC产生对工作电源电压、生产工艺和工作温度都不敏感的参考电压和电流。带隙基准源(Bandgap)是在CMOS工艺中常用的对温度不敏感的结构，系统中还需有电压电流转换电路(V/I converter)。一般流水线ADC需要正负两个参考电平，因此需要电平移位电路(Voltage shifter)产生所需的电压。为了保证高速高精度地对电容充放电，参考电压必须采用缓冲器来(Reference buffer)得到必需的精度和建立时间。最后还需要低通(LPF)来达到系统输出的低噪声。整个系统架构如图1所示。

首先，带隙结构（模块1）产生一个基本的对电源电压、生产工艺和工作温度都不敏感参考电压，后面是一个低通滤波器（模块2），再通过电压电流转换电路得到参考电流（模块3），电平移位电路（模块4）用来产生所需要的电压，最后采用两个缓冲器（模块5）作为电压驱动。电压电流转换的最简单办法是采用电阻，但是由于芯片上的集成电阻的工艺偏差可以达到 20%，转而采用外部精密低温漂的电阻。

模块1 - 带隙基准源

图2是CMOS工艺下带隙参考电压的电路图，主要是利用双极性基极、发射极的负温度系数和热电压（kT/q）的正温度系数进行工作。
整个电路的工作原理是：由于具有很高的直流电压增益，使通过R1、R2的电压相同，通过的电流反比于电阻值的大小，因此E-B结的电压差就是：

VT 是热电压（kT/q， ~26 mV at 300 K），A1、A2分别是Q1、Q2发射极的面积。同时，这个电压也是通过R3的电压。
因此，通过R2上的电压是：

由于R1、R2上的电压相同，所以

从上面的推导可以看出，输出电压是由负温度系数的基极集电极电压和正温度系数的热电压决定的。如果选定合适的R2、R3的大小，就可以得到零温漂的电压输出。

从上面电路可以看出，带隙电路中最关键的是保证R1、R2上的电压相同，这也就要求电路中放大器要有很高的直流增益和较大的输出驱动能力，而对信号带宽并没有较高的要求。图3所示就是放大器的结构图。放大器具有两级结构，第一级保证具有较高的增益，第二极具有较大的驱动能力。

其中，gm1是输入管M1的跨导，rom9是M9的输出阻抗，rout是输出节点的等效输出阻抗。因此为了得到较高的直流增益，就需要增加四个参数，尤其是增加M11的沟道长度。为了保证放大器的稳定性，在第一级输出上增加一个电容（Mc）。这个电容可以采用PMOS管，来节省面积和提高电源抑制比。

模块 2 - 低通滤波

为保证有高精度直流电压输出，有必要在输出端加入低通滤波器。由于对带宽没有严格要求，简单的RC滤波器就可以了。同样，为了节省面积，电容可以采用MOS管来实现。具体电路如图4。

模块 3 - 电压电流转换器

模块1产生的参考电压通过单位增益的缓冲器和外部精密的电阻就可以产生精密的电流源了。考虑到外部电阻很难估计的寄生电容、电感以及封装的影响，缓冲器应该以跟随器的形式来保证稳定。图5是电压电流转换的拓扑结构。缓冲器可以采用上文中所描述的电路来实现。

模块 4 -电平移位电路

Pipeline ADC需要两个不同大小的参考电压，因此就需要一个电平移位电路来实现，最简单的方法就是通过电阻分压来实现，具体的电路如图6。

反馈电路的建立使节点N1跟随带隙电压，因此差分电压输出为：

并且可以看到电压的大小是由电阻的比例决定的。在CMOS工艺中，电阻的比例可以很精确（可以达到0.1%）。放大器的选用同样可以采用上文所描述的电路。

模块 5- 低输出阻抗放大器

在高分辨率pipeline ADC中，多级电容使参考电压的容性负载很大。因此参考电压必须要有缓冲器做为驱动，并且缓冲器的输出阻抗要很小。具体电路如图7。

这种结构使输出阻抗很低

其中gm2、gm4、gm6和gm8分别是MOS管M2、M4、M6和M8的跨导，gds6和gds7分别是MOS管M6和M7的小信号沟道跨导。由于这种电路结构具有比较宽的输入动态范围，因此可以适合Vrefp和Vrefn的输入。另外，板图设计由于电路的对称性，也可以进行设计复制。

综上所述，整个系统电路如图8所示。

整个测量是系统工作在40MHz的情况下。输出电压并不随工作电压和工作温度改变。参考电流在采用外部下，也得到比较稳定的输出。

本文着重描述了适合高速ADC的参考电压和参考电流的产生系统，同时也描述了整个设计流程。设计方法和设计流程可以作为线路研发工程师的指导方针。测试结果证明这个参考电压和参考电流的产生系统可以为40MHz高速ADC提供高精度参考电压和电流源。

在设计ADC电路时，一个常见的问题是如何在过压条件下保护ADC输入。ADC输入的保护具有许多情况和潜在解决方案。所有供应商的ADC都在此方面具有相似需求。本文将深入分析过压情形中可能出现的问题、发生频率及潜在的补救措施。

ADC输入的过驱一般发生于驱动放大器电轨远远大于ADC最大输入范围时，例如，放大器采用±15 V供电，而ADC输入为0至5V。高压电轨用于接受±10 V输入，同时给ADC前端信号调理/驱动级供电，这在工业设计中很常见，PLC模块就是这种情况。。如果在驱动放大器电轨上发生故障状况，则可因超过最大额定值而损坏ADC，或在多ADC系统中干扰同步/后续转换。本文将重点讨论如何保护精密SAR ADC，如AD798x系列，但也适用于其他ADC类型。

图]是ADI公司的应用工程师。他于1999年加入ADI公司，就职于美国马萨诸塞州威明顿市的精密转换器应用部。他拥有都柏林大学电子工程学士学位。

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