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如何确定运算放大器输出驱动能力的方法分析
在电路中选择运算放大器（运放）来实现某一特定功能时，最具挑战性的选择标准之一是输出电流或负载驱动能力。运放的大多数性能参数通常都会在数据手册、性能图或应用指南中明确地给出。设计者须根据输出电流并同时参考运放的其他各类参数，以满足数据手册中所规定的产品性能。
　　如果设计师愿意花些时间在器件性能和外部电路要求之间反复进行摆幅预测，会得到一个十分精确的结果。这里，我将利用一些实例说明如何进行这种预测。&　　　　图2：预测给定负载上的输出电压摆幅的实例。&　　考虑如图2a的应用，其中LMH66？2被用来驱动一个RL=100&O并与Vs/2（1/2电源电压）相连的负载。假设此情况下LMH66？2的输出被偏置在Vs/2或5V：　　问题是设计师能够使用图1中所示的LMH66？2的数据来估计可能的最大输出摆幅吗？答案是肯定的。　　为了估计摆幅，要创建一张表（表1），它由输出摆幅的初始猜测值开始（第2列），接着是对猜测值的一系列修正（比较第3列和第5列，结果由第6列显示）。&　　　　表1： 使用迭代来预测图2a的输出摆幅（LMH6642）。&　　重复这一过程，直至在所给的条件下，器件特性与负载要求一致，便在第2列的底部得到了最终的结果，这样就完成了对摆幅的估算。因此，表１中的反复结果显示，图2a中的电路能在100&O的负载上产生最高8.75V的电压。转换成峰峰值是7.5VPP{=（8.75-5）V x 2=7.5VPP}。　　下面列出了表1中所使用方法的一些注意事项：对于图2a中的电路，只能提供源电流。因此，只使用了图1a。在每种情况下，在图1中假设最差的温度情况来计算第5列的数值。第5列中的数值是在图1a中将第4列的值作为y轴，然后从图中读出的。第2列中的最终结果，也就是第4次迭代的值，还是一个近似解，因为第3列（87.5mA）中的数值仍比第5列（90mA）低。但是，图中的分辨率已经不允许再对这个结果进行细调。　　现在我们对刚才讨论的实例稍做变化，假设LMH66？2的输出负载不变，但信号经过交流耦合的情况，如图2b所示。预测输出摆幅的方法与前面相同，只是由于交流耦合负载只能&看到&信号的摆幅，输出电压的直流分量（偏置）被交流耦合电容阻挡，因此表中的一些条目（第3列）需要被修改。此外，还要注意交流耦合负载需要LMH66？2的输出能接受和提供电流（与图2a中只需要输出提供电流的应用不同）。因此，选择源电流和漏电流特征中较小的一个数值，填入表2中的第5列。&　　　　表2：使用迭代预测图2b的输出摆幅。&　　第2列中的最终结果（9.6V）对应于交流耦合负载上9.2VPP{=（9.6-5）V*2=9.2Vpp}的输出摆幅，像所预期的那样，要比前面所讨论的直流耦合负载的实例中的值（7.5VPP）大，原因是没有直流负载。　　使用这些可选的输出能力图估算摆幅的过程，与前面给出的实例十分相似，都是使用反复方式对初始的猜测值进行细调。&
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运算放大器技术生产加工工艺
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运算放大器技术生产加工工艺
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具有偏差抵销功能的运算放大器可低电压工作的运算放大器用于低电压开关电容器电路的开关型运算放大器技术一个放大的高增益、很宽共模范围、自偏置运算放大器一个高增益、很宽共模范围、自偏置运算放大器.X高增益互补金属氧化物运算放大器.X运算放大器的高占空系数的偏差补偿低压运算放大器及方法适合于安装到衬底上的运算放大器输出级及其放大方法.X运算放大器及数字信号传输电路高阻低漏电流运算放大器组件.7漂移电压均衡运算放大器.8用于运算放大器频率补偿的装置和方法.7具有匹配输出的运算跨导放大器.9具有运算放大器的电路装置.5运算放大器.0运算放大器功能的在线测试方法.8差动运算放大器双端输出级装置.4运算放大器.2运算放大器.8基于从逆双曲正切到双曲正切变换的双极型运算跨导放大器.8高速和高增益运算放大器.4运算放大器的倒相保护.7确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法.4改进的运算放大器输出单元.6运算放大器的噪声降低方案.0集成MOS力敏运放压力传感器用的力敏运算放大器器件.0电流反馈运算放大器.4包括静态电流控制电路的运算放大器装置.0运算放大器的失调控制93.X运算放大器的输出级电路61.1可动态地进行加速的运算放大器与相关方法87.1低飘移电压运算放大器及其降低飘移电压的方法85.4运算放大器及驱动液晶显示器的方法70.0具有耦接于运算放大器输出端的补偿电路的放大电路34.9一种带隙电路中的宽工作电压范围的运算放大器91.9运算放大器和显示器件43.6快速建立的、低噪声、低偏移的运算放大器和方法00.9全电压范围输入和输出的运算放大器19.8增益自举运算放大器58.7形成运算放大器的方法及其结构02.4具有推挽类输出级的两级运算放大器.9具有零消耗电流及稳定输出的改良型运算放大器05.5一种测试运算放大器失调电压类别的装置.6具有斩波输入晶体管对的运算放大器.9运算跨导放大器电路17.7切换运算放大器及其动作方法76.5AB类干线－至－干线运算放大器48.9一种模拟运算放大器数字化温度补偿方法及其电路.1运算放大器积分器.1具有增强共模输入范围的运算放大器85.7低噪声运算放大器.2运算放大器34.9具有恒定偏移的运算放大器和包括这种运算放大器的设备82.0差动放大器及运算放大器75.7共享运算放大器及其应用的增益电路与模拟/数字转换电路98.2半导体集成电路和运算放大器电路79.2具有带禁用功能的运算放大器的信号解调电路21.5主动式像素传感器的运算放大器95.0用级连运算跨导放大器和运算放大器改善负载和线路调整71.4具有较小偏移的运算放大器54.7运算放大器及其制造方法20.X失调校正电路和运算放大器电路06.6运算放大器的单边偏移补偿方法98.2具有较低偏移电压的运算放大器87.8运算放大器及采用该放大器的恒流发生电路33.3差动式运算放大器38.9运算放大器85.7使用电容器和运算放大器的数字－模拟转换器17.8运算放大器27.1运算放大器99.8一种基于高压大电流运算放大器的功率放大器36.6运算放大器31.0消除运算放大器偏移电压的运算放大器驱动电路08.2运算放大器63.2运算放大器与模拟至数字转换器94.X放大器级、运算放大器、及放大信号的方法27.4一种运算放大器相位反转和过流抑制电路64.X具有高转换率的轨至轨运算放大器15.4CMOS工艺中无运算放大器的带隙基准电压源99.X可补偿偏移电压的运算放大器45.1采用运算放大器共享的低功耗流水线模数转换器20.7运算放大器及其闪烁噪声的减少方法86.5电压限制装置及应用其的运算放大器及其电路设计方法66.5运算放大器及其动态电流供应电路61.0整合运算放大器与补偿整合运算放大器的方法54.2增加运算放大器回转率的装置65.3两级运算放大器的宽带共模反馈环路频率补偿方法95.5动态CMOS运算放大器的压摆率增加器47.9运算放大器的开路增益调整电路35.6电压信号放大的方法及运算放大器14.2一种偏置电流产生电路及运算放大器83.5基于高压大电流运算放大器的功率放大器96.8遥感CCD相机双运算放大器模拟信号差分接收电路69.1遥感CCD相机双运算放大器模拟信号差分发送电路
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21:40:05仪表放大器的正确使用方法****************************************************************这篇文章转载自http://www.edntaiwan.com/article-2765-儀表放大器的正確使用方法-Asia.html (12月1日 2005 年)作者：ChaCMRrles Kitchin及Lew Counts，Analog Devices**************************************************************** 仪表放大器（instrumentation amplifier）被广泛地应用在现实世界中的资料截取。然而，设计工程师在使用它们时，却经常会出现不当使用的情形。具体来说，尽管现代仪表放大器具有优异的共模抑制（common-mode rejection，CMR），但设计工程师必须限制总共模电压及信号电压，以避免放大器内部输入缓衝的饱和。不幸的是，设计工程师经常忽略此一要求。 其他常见的应用问题则是由以下因素所引起的，包括以高阻抗源驱动仪表放大器的基准端；在增益很高的情况下来操作低供应电压的仪表放大器电路；仪表放大器输入端与交流耦合，但却没有提供直流对地的返回路径；以及使用不匹配的 RC 输入耦合元件。 仪表放大器快速入门 仪表放大器是具有差分输入和单端输出的闭环增益电路区块。仪表放大器一般还有一个基准输入端，以便让使用者可以对输出电压进行上或下的位准移位（level-shift）。使用者还可以一个或多个的内部或外部电阻来设定增益。
图 1 是一个桥式前置放大器（bridge-preamplifier）电路，这是一种典型的仪表放大器应用电路。当检测到讯号时，该桥式电阻（bridge-resistor）值即改变，使得桥的平衡被破坏，而引起它的差分电压改变。此一信号输出即是差分电压，它可以直接连接到仪表放大器的输入端。另外，在零信号（zero-signal）情况下，在两条线路上也都会出现恆定的直流电压。在这两条输入线路上的直流电压是相同的，或是共模的。 正常情况下，仪表放大器会抑制共模直流电压，或同时出现在两根线上的任何电压，如杂讯和嗡嗡声(hum），而放大两线间电压差距的差分讯号电压。 CMR：运算放大器与仪表放大器的对比 对许多应用来说，要从杂讯、嗡嗡声或直流偏移电压背景中提取出微弱的信号，CMR 特性非常重要。运算放大器和仪表放大器都具有某种 CMR 特性。但是，仪表放大器能阻止共模信号出现在放大器的输出端。而运算放大器虽然也有 CMR，但共模电压通常会以单一增益（unity gain），随着信号传送到输出端。
图 2 是一个连接到输入源（桥式感测器）的运算放大器。该桥输出（bridge output）骑乘在一共模直流电压之上。由于运算放大器的输出端与结合点之间有外接的回馈电路，+ 输入端（+ input）的电压与 – 输入端（– input）的相同。因此，运算放大器在理想情况下，其输入端为 0V。于是，对于 0V 的差分输入电压，运算放大器的输出电压必定为 VCM。在实际应用中，运算放大器的闭环增益可以放大讯号，而共模电压只接收单一增益。这种增益上的差别降低了共模电压在信号电压中所占百分比。但是，共模电压还是出现在输出端，而由於它的存在，缩小了放大器可用的输出摆幅。基於许多理由，任何出现在运算放大器输出端的共模直流电压或交流信号都极不受欢迎。
图 3 是一个常用的三运算放大器仪表放大器电路。现今如 Analog Devices 的 AD8221这样的仪表放大器 IC，一般也包括所有这些器件。由于采用运算放大器，仪表放大器电路的输入缓冲级 A1 和 A2 可以将信号电压放大，而共模电压则只收到单一增益。但是，现在每个缓冲器的输出端同时驱动一个减法器电路 A3，它只让差分电压通过，并且有效地抑制任何共模电压。 当直流共模输入电压使得单电源的仪表放大器电路不能工作时，一个会影响由三个运算放大器配置成之单片器件的问题就会发生。设计工程师经常会选用单电源仪表放大器，所以它们便可利用单一的低压电源来工作。但接下来他们就遇到麻烦了。
以一个利用单 5V直流单一供应电压工作的的仪表放大器桥式电路为例（图 4）。很多设计工程师只是简单地将仪表放大器的基准输入端 VREF 接地，就像双电源工作情况那样。在这个简化的案例中，利用一个采用等值电阻的桥电路，缓冲器的（零信号（zero-signa））输出（A1 和 A2）均为 2.5V 直流。这种情况发生的原因是，因为仪表放大器的缓冲器是以共模电压的单一增益来运作。由于两个缓冲器都将相同的 2.5V DC 加到仪表放大器的输出减法器上，减法器会试图摆向 0V。事实上，即使具有良好“轨至轨”效能的放大器也不能一直摆到负电源（在此一案例中，“接地”或 0V），所以一个明显的错误早就存在了。显然地，试图向仪表放大器信号输出负值摆动的任何电阻桥信号都不会有任何结果。此时电路基本上已经没有功能了，而一位粗心大意的设计工程师可能会很容易地忽略此一问题，因为在没有共模电压时，仪表放大器的输出看起来没有什么异样。解决此一常见问题的办法是在仪表放大器的基准端加一个2.5V的半供电电压（half the supply voltage），这样，A3 的输出就会确定在供电电压的中间。于是该输出可以在这个中放大器的输出摆幅向上可以到正电压轨 0.5V之下，向下可以到接地 0.01V之上。它的输入电压范围也相似。此时，放大器的输出摆幅几乎与供电电压相等。因此，当使用单 5V 电源时，放大器的输出摆幅大约为 4.49V。不幸的是，有些设计工程师忘记了放大器的余量问题（headroom），在设计中使用了标准的非轨至轨产品。即使是一个很好的双电源仪表放大器，其输出摆幅也只是在两个轨之间约 2V 以内。因此，当使用单 12 V 电源，仪表放大器的输出以 6V 为中心时，轨至轨放大器的摆幅可以为 ±5.5V，而标准产品则可能只有 ±4V 的输出摆幅（11V p-p 与 8V p-p之比较）。 另外，当设计工程师试图用高阻抗源驱动仪表放大器的基准端时，也会出现一些应用问题。在多数常见仪表放大器中，基准输入端的典型阻抗值为 20 至 125 kΩ。如果使用像运算放大器这一类的低阻抗源来直接驱动基准端，就不会有问题。但经常有设计工程师粗心大意地把一个电阻分压器当作一低成本的比例输出（ratio-metric）基准源，最终就会产生严重的错误（图 6）。 在一个典型的三运算放大器仪表放大器中，基准输入端是输出减法器电路的一部分。它本身的输入阻抗是固定的，近似等于 RREF1 与 RREF2 之和，通常是 2×RREF。在基准端与公共地之间外接电阻 R2 会使 A3 减法器失去平衡，造成 CMR 误差。一种可以尽量减小此一问题的办法是将 R2 的值降低到大约为 RREF1 与 RREF2 之和的 0.1%（对 60 dB CMR而言）。但是，对於 10 kΩ 的 RREF 和 RREF2 （总输入 Z 为 20000Ω），R2 要求是 20Ω。但这么小的电阻会在分压网路中无谓地消耗掉大量电流。另外，还有 RREF1 和 RREF2 与 R2 的分流问题，这会造成基准电压的误差。 这些问题综合起来，就会为采用运算放大器缓冲器驱动基准端提供一强而有力的论据（图 7）。运算放大器有低的输出阻抗（通常小於 1Ω），因而不会产生明显的 CMR 误差。注意，本应用中採用两个 1% 的电阻，由于电阻不匹配产生的增益误差最大为 2%。 由于直流 CMR 的限制，以及很多电路并不需要真正的直流回应，于是诱使设计工程师在仪表放大器电路的输入采用交流耦合。一种常见的错误方法是简单地在每个仪表放大器输入端串接一个适当值的电容（图 8）。
对于单电源供电的仪表放大器，交流耦合更复杂一些，一般需要在每个输入端加一个直流共模电压 VCM（图 10）。这是一个必要的步骤，因为仪表放大器的输出不能摆到负供电电压以下（在此一例子中，就是接地）。如果仪表放大器输出电压要向下再摆几个毫伏，信号就会被截割（clipped）。 为 VCM 和 VREF 选择合适的电压值是下一个要考虑的重要设计问题，特别是在低供电电压应用中。一般来说，将 VCM 设为预期输入动态范围的中间值，而 VREF 则取预计输出动态范围的中间值。假设预期输入信号(–IN–(IN))为 +1V 至 –2V。此时，仪表放大器的输入缓冲器需要向 VCM 的正、负方向摆动。因此，必须将 VCM 升到地电位以上才能满足此一情况发生的要求。假设仪表放大器工作在单一增益，可将 VCM 设为 2V 或略高，这样可为负方向留出一个2V的馀量。但付出的代价是正向的摆幅将不足 2V 。如果仪表放大器的增益大于 1，则修改 VCM 的设定，使缓冲器输出端能有完整摆幅，不会被截割。 找出输出中间值的方法也类似：估计出仪表放大器输出摆幅的大小与方向，大多数情况下应是 VIN×gain+VCM，然后再加一个基准电压 VREF，它即是该输出范围的中点。在选择交流耦合电路中直流返回电阻值时，要在偏置误差与输入耦合电容的实体尺寸和电气容量之间作出折衷。输入电阻值越大，所需输入耦合电容值就越小。这样可以同时节省成本和佔用电路板的空间。但不利之处是大阻值输入电阻会由于输入偏置电流而增加偏置电压误差。偏置电压漂移和电阻杂讯也会增高。 如果电阻值较小，则 C1 和 C2 需要选用更大的电容值，才能提供相同的 -3 dB 转角频率（corner frequency）。即：F–3 dB=(1/(2πR1C1))，其中，R1=R2 和 C1=C2。除非在交流耦合电容的每一端都有够高的直流电压，否则就应使用无极性（nonpolarized）电容。像电解电容这些电容在没有适当的直流偏置情况下，会表现得像二极体。如果要使元件尽量小，可以选用 0.1μF 以下的电容。一般情况下，电容值越低，该电容的价格就越低，尺寸也越小。输入耦合电容的额定电压需要够高，以防止被可能出现的瞬变输入电压击穿。最后还要注意：避免使用高 K 值（高介电常数）的陶瓷电容，它可能会引入谐波失真。 在交流耦合情况下，两个直流返回电阻的不匹配会造成输入偏置的不平衡(IB1–IB2)，从而产生一个输入偏置电压误差（图 9）。表 1 给出了各种电路频宽下 R、C 元件值，以及两种输入偏置电流下的 VOS 误差。 作者介绍Charles Kitchin 是 Analog Devices的硬体应用工程师。他主要负责撰写技术出版品和开发应用电路。他已经发表了 80 多篇技术文章和设计方法、叁本书、还有很多应用说明。 Lew Counts 是 Analog Devices 公司先进线性产品部的副总裁，并在 1984 年获得 Analog Devices 公司部门科学家的最高荣誉。 参考文献
Kitchin, Charles and Lewis Counts, A Designer's Guide to InstrumentationAmplifiers, Second Edition, available free from Analog Devices atwww.analog.com/analog_root/static/technology/amplifiersLinear/InstrumentationAmplifiers/designersGuide.html. 系统分类:用户分类:来源: 模拟技术
模拟电路基础
标签: 仪表放大器 CMR CMRR 运算放大器 基准端发表评论 阅读全文(1040) | 回复(1)1 避免放大器电路设计中的常见问题发表于
21:14:45避免放大器电路设计中的常见问题By Charles Kitchin [charles.]引言 与分立器件相比，现代集成运算放大器（op amp）和仪表放大器（in-amp）为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路。往往都是这样，由于仓促地组装电路而会忽视了一些非常基本的问题，从而导致电路不能实现预期功能 - 或者可能根本不工作。本文将讨论一些最常见的应用问题，并给出实用的解决方案。 AC耦合时缺少DC偏置电流回路 最常遇到的一个应用问题是在交流（AC）耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流（DC）回路。在图1中，一只电容器与运算放大器的同相输入端串联以实现AC耦合，这是一种隔离输入电压（VIN）的DC分量的简单方法。这在高增益应用中尤其有用，在那些应用中哪怕运算放大器输入端很小的直流电压都会限制动态范围，甚至导致输出饱和。然而，在高阻抗输入端加电容耦合，而不为同相输入端的电流提供DC通路，会出现问题。 图1. 错误的运算放大器AC耦合输入 实际上，输入偏置电流会流入耦合的电容器，并为它充电，直到超过放大器输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性，电容器会充电到电源的正电压或负电压。放大器的闭环DC增益放大偏置电压。这个过程可能会需要很长时间。例如，一只场效应管（FET）输入放大器，当1 pA的偏置电流与一个0.1μF电容器耦合时，其充电速率I/C为10–12/10–7=10 μV/s，或每分钟600μV。如果增益为100，那么输出漂移为每分钟0.06 V。因此，一般实验室测试（使用AC耦合示波器）无法检测到这个问题，而电路在数小时之后才会出现问题。显然，完全避免这个问题非常重要。 图2. 正确的双电源供电运算放大器AC耦合输入方法 图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里，在运算放大器输入端和地之间接一只电阻器，为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小，当使用双极性运算放大器时，应该使其两个输入端的偏置电流相等，所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。然而，应该注意的是，该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声，因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000Ω ~1 MΩ之间。类似的问题也会出现在仪表放大器电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表放大器电路，没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源（图3a）和单电源（图3b）供电的仪表放大器电路中很常见。 图3. 不工作的AC耦合仪表放大器实例 这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中，如图4所示，如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路，该问题就会出现。 图4. 不工作的变压器耦合仪表放大器电路 图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里，在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器（RA，BR）。这是一种适合双电源仪表放大器电路的简单而实用的解决方案。图5. 每个输入端与地之间都接一个高阻值的电阻器以提供必需的偏置电流回路。a. 双电源. b. 单电源. 这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中，两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中，两个输入端的参考端或者接地（VCM接地）或者接一个偏置电压，通常为最大输入电压的一半。同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路（见图6），除非变压器的次级有中间抽头，它可以接地或接VCM。在该电路中，由于两只输入电阻器之间的失配和（或）两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小，在仪表放大器的两个输入端之间可以再接一只电阻器（即桥接在两只电阻器之间），其阻值大约为前两只电阻器的1/10（但与差分源阻抗相比仍然很大）。 图6. 正确的仪表放大器变压器输入耦合方法 为仪表放大器、运算放大器和ADC提供参考电压 图7示出一个仪表放大器驱动一个单端输入的模数转换器（ADC）的单电源电路。该放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压，而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法，例如电阻分压器，为仪表放大器和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表放大器时，会产生误差。 图7. 仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路 正确地提供仪表放大器的参考电压 一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗，因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表放大器的参考端引脚接入一个高阻抗源，例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重误差（见图8）。
图8. 错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压引脚 例如，流行的仪表放大器设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为 参考电压输入端的增益为1（如果从低阻抗电压源输入）。但是，在上图所示的电路中，仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比。这还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4, 那么该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值（50 kΩ），该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上，减法器电路的精度保持不变。如果仪表放大器采用封闭的单封装形式（一个IC），则不能使用这种方法。此外，还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终，参考电压将不可调。另一方面，如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略，这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下，这种笨拙的方法都不是好的设计方案。图9示出了一个更好的解决方案，在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题，而且很容易对参考电压进行调节。 图9. 利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端 当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时应保证PSR性能 一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压，例如ADR121，代替VS分压。当设计带有仪表放大器和运算放大器的电路时，这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离放大器免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的，因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大，而且在适当的条件下会引起寄生振荡。
现代的运算放大器和仪表放大器都提供频率相当低的电源电压抑制（PSR）能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算放大器和仪表放大器的PSR指标在80～100dB以上，可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,000~1/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的放大器隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过，总是需要高频旁路电容（正如图1~7所示）并且经常起到重要作用。此外，当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时，电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表放大器的输出级。因此，除非提供低通滤波器，否则IC通常优良的PSR性能会丢失。在图10中，在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的－3 dB极点由电阻器 R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。 图10. 保证PSR性能的参考端退耦电路 上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的–3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器（0.01 μF）可使电阻器噪声最小。该滤波器充电需要时间。按照试用值，参考输入的上升时间应是时间常数的几倍 (这里T = R3Cf = 5 s)，或10~15s。图11中的电路做了进一步改进。这里，运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用，它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外，有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。 图11. 将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚 测试结果：利用上图所示的元件值，施加12 V电源电压，对仪表放大器的6 V参考电压提供滤波。将仪表放大器的增益设置为1，采用频率变化的1 VP-P正弦信号调制12 V电源。在这样的条件下，随着频率的减小，一直减到大约8 Hz时，我们在示波器上看不到AC信号。当对仪表放大器施加低幅度输入信号时，该电路的测试电源电压范围是4 V到25 V以上。电路的导通时间大约为2 s。 单电源运算放大器电路的退耦 最后，单电源运算放大器电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时，为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。一种常用但不正确的方法是利用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器（加0.1μF旁路电容）提供VS/2给运算放大器的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的，因为极点仅为32 Hz。电路出现不稳定（―低频振荡‖），特别是在驱动感性负载时。图12（反相输入）和图13（同相输入）示出了达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在两种情况中，偏置电压加在同相输入端，反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压，并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1使低频增益从BW3降到单位增益。 图12. 单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1 如上图所示，当采用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器时一个好的经验是，为获得0.3 Hz的–3 dB截止频率，应当选用的C2最小为10 ΩF，。而100 μF（0.03 Hz）实际上对所有电路都足够了。
图13. 单电源反相输入放大器正确的退耦电路，中频增益= – R2/R1 **************************************************************这篇文章转载自Analog 公司 Analog Dialogue（《模拟对话》杂志）
2007年8月第41卷第3期 下载PDF格式 (1,123K) ********************************************************************************系统分类:用户分类:来源: 模拟技术
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标签: 模拟电路 放大器 op 单电源发表评论 阅读全文(738) | 回复(0)2 设计问答：仪表放大器发表于
15:43:50设计问答：仪表放大器**********************************************************************在中科院研究生院的学习的一年要数夏季学期卓国文老师的―模拟电路基础‖―模拟电路应用‖两门课最有收获，他在课上讲了很多模拟电路设计要注意的问题，也重点讲了仪表放大器的设计，特整理一下网上关于仪表放大器的资料，结合老师所讲的内容，也算温故知新:)下面一篇文章转载自http://www.ed-china.com/ART__002_TS_75960f27.HTM**********************************************************************仪表放大器的功能是什么？仪表放大器测量噪声环境下的小信号。噪声通常是共模噪声，所以，当信号是差分时，仪表放大器利用其共模抑制(CMR)将需要的信号从噪声中分离出来。在这些应用中，信号源的输出阻抗常常达几kΩ或更大，因此，仪表放大器的输入阻抗非常大——通常达数GΩ，它工作在DC到约1 MHz之间。在更高频率处，输入容抗的问题比输入阻抗更大。高速应用通常采用差分放大器，差分放大器速度更快，但输入阻抗要低。运放的关键参数有哪些？设计工程师确定放大器时，主要关心的是电源电流、–3dB带宽、共模抑制比(CMRR)、输入电压补偿和补偿电压温漂、噪声(指输入)以及输入偏置电流。 仪表放大器的内部结构是怎样的？大多数仪表放大器采用3个运算放大器排成两级：一个由两运放组成的前置放大器，后面跟一个差分放大器(图 1a)。前置放大器提供高输入阻抗、低噪声和增益。差分放大器抑制共模噪声，还能在需要时提供一定的附加增益。 三运放方案是仪表放大器采用的惟一结构吗？可以采用具有两个运放的较少元器件的结构替代，但有两个缺点(图 1b)。首先，不对称的结构使CMRR较低，特别是高频时。其次，可用于第一级的增益量有限。输出级误差则反馈回输入端，导致相对输入的噪声和补偿误差更大。 如何保护仪表放大器的输入免受过电压的影响？设计师需要采用外部限流电阻来防止过电压通过内部静电放电(ESD)箝位二极管驱动过高的电流。这些电阻的值取决于仪表放大器的噪声水平、电源电压，以及需要的过压保护，推荐值见器件的datasheet。这些电阻增加了噪声，所以一种可替代的方案是使用外部高电流箝位二极管和阻值非常小的电阻。遗憾的是，大多数普通二极管的漏电流太大，会产生大的输出漂移误差，该误差随温度变化呈指数关系增加，所以设计师不应该将标准二极管用于高阻抗信号源。什么是RFI整流？如何预防？传感器与仪表放大器之间的长引线会引起RF。仪表放大器随之将此RF整流为DC偏移。图2给出了一个方案，可在RF到达仪表放大器前就将其滤掉。元件R1a和C1a在同相端构成一低通滤波器，R1b和 C1b在反相端同样构成低通滤波器。 这两个低通滤波器截止频率的很好匹配很重要。否则，共模信号将会被转换为差分信号。C2在高频段将输入―短路‖，能在一定程度上降低这种要求，C2值的大小应该至少为C1的10倍。虽然如此，C1a和C1b的匹配仍很关键，应该选用±5% C0G薄膜电容。该滤波器的差分带宽为[1/2πR(2C2 + C1)]，共模带宽为[1/2πR1C1)]。 购买单片放大器和用运放构建一个仪表放大器两者的利弊是什么？用分立运放构建一个仪表放大器的最主要理由是在市面上找不到所需要的仪表放大器。不同厂家生产的运放有5000种以上的型号，而仪表放大器型号只有约100种。但是，若能找到一款满足性能要求的单片仪表放大器，那就用它，不要再自己构建。这样，会节省开发时间，并且单片部件的体积肯定小。此外，CMRR性能会更好。由于多数电阻都在片上，板寄生效应要小的多。另一个优点是，对于任何额定电流，单片设计的噪声和带宽参数通常都更好。作者：Don Tuite系统分类:用户分类:来源: 模拟技术
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