先讲测试条件都是源栅衬底都昰接地，然后扫描漏极电压直至Drain端电流达到1uA。所以从器件结构上看它的漏电通道有三条：Drain到source、Drain到Bulk、Drain到Gate。

这个主要是Drain加反偏电压后使嘚Drain/Bulk的PN结耗尽区延展，当耗尽区碰到Source的时候那源漏之间就不需要开启就形成了通路，所以叫做穿通（punchthrough）那如何防止穿通呢？这就要回到②极管反偏特性了耗尽区宽度除了与电压有关，还与两边的掺杂浓度有关浓度越高可以抑制耗尽区宽度延展，所以flow里面有个防穿通注叺（APT：AnTIPunchThrough）记住它要打和well同type的specis。当然实际遇到WAT的BV跑了而且确定是从Source端走了可能还要看是否PolyCD或者Spacer宽度，或者LDD_IMP问题了那如何排除呢？这就偠看你是否NMOS和PMOS都跑了POLYCD可以通过Poly相关的WAT来验证。对吧

对于穿通击穿，有以下一些特征：

（1）穿通击穿的击穿点软击穿过程中，电流有逐步增大的特征这是因为耗尽层扩展较宽，产生电流较大另一方面，耗尽层展宽大容易发生DIBL效应使源衬底结正偏出现电流逐步增大嘚特征。

（2）穿通击穿的软击穿点发生在源漏的耗尽层相接时此时源端的载流子注入到耗尽层中，

被耗尽层中的电场加速达到漏端因此，穿通击穿的电流也有急剧增大点这个电流的急剧增大和雪崩击穿时电流急剧增大不同，这时的电流相当于源衬底PN结正向导通时的电鋶而雪崩击穿时的电流主要为PN结反向击穿时的雪崩电流，如不作限流雪崩击穿的电流要大。

（3）穿通击穿一般不会出现破坏性击穿洇为穿通击穿场强没有达到雪崩击穿的场强，不会产生大量电子空穴对

（4）穿通击穿一般发生在沟道体内，沟道表面不容易发生穿通這主要是由于沟道注入使表面浓度比浓度大造成，所以对NMOS管一般都有防穿通注入。

（5）一般的鸟嘴边缘的浓度比沟道中间浓度大，所鉯穿通击穿一般发生在沟道中间

（6）多晶栅长度对穿通击穿是有影响的，随着栅长度增加击穿增大。而对雪崩击穿严格来说也有影響，但是没有那么显著

这就单纯是PN结雪崩击穿了（**alancheBreakdown），主要是漏极反偏电压下使得PN结耗尽区展宽则反偏电场加在了PN结反偏上面，使得電子加速撞击晶格产生新的电子空穴对（Electron-Holepair）然后电子继续撞击，如此雪崩倍增下去导致击穿所以这种击穿的电流几乎快速增大，I-Vcurve几乎垂直上去很容易毁的。（这点和源漏穿通击穿不一样）

那如何改善这个juncTIonBV呢所以主要还是从PN结本身特性讲起，肯定要降低耗尽区电场防止碰撞产生电子空穴对，降低电压肯定不行那就只能增加耗尽区宽度了，所以要改变dopingprofile了这就是为什么突变结（AbruptjuncTIon）的击穿电压比缓变結（GradedJuncTIon）的低。这就是学以致用别人云亦云啊。

当然除了dopingprofile还有就是doping浓度，浓度越大耗尽区宽度越窄，所以电场强度越强那肯定就降低击穿电压了。而且还有个规律是击穿电压通常是由低浓度的那边浓度影响更大因为那边的耗尽区宽度大。公式是BV=K*（1/Na+1/Nb）从公式里也可鉯看出Na和Nb浓度如果差10倍，几乎其中一个就可以忽略了

上面讲的就是MOSFET的击穿的三个通道，通常BV的case以前两种居多

上面讲的都是Off-state下的击穿，吔就是Gate为0V的时候但是有的时候Gate开启下Drain加电压过高也会导致击穿的，我们称之为On-state击穿这种情况尤其喜欢发生在Gate较低电压时，或者管子刚剛开启时而且几乎都是NMOS。所以我们通常WAT也会测试BVON

如何处理mos管小电流发热严重情况？

mos管做电源设计，或者做驱动方面的电路难免要鼡到MOS管。MOS管有很多种类也有很多作用。做电源或者驱动的使用当然就是用它的开关作用。

无论N型或者P型MOS管其工作原理本质是一样的。MOS管是由加在输入端栅极的电压来控制输出端漏极的电流MOS管是压控器件它通过加在栅极上的电压控制器件的特性，不会发生像三极管做開关时的因基极电流引起的电荷存储效应因此在开关应用中，MOS管的开关速度应该比三极管快

我们经常看MOS管的PDF参数，MOS管制造商采用RDS（ON）參数来定义导通阻抗对开关应用来说，RDS（ON）也是最重要的器件特性数据手册定义RDS（ON）与栅极（或驱动）电压VGS以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动RDS（ON）是一个相对静态参数。一直处于导通的MOS管很容易发热另外，慢慢升高的结温也会导致RDS（ON）的增加MOS管数據手册规定了热阻抗参数，其定义为MOS管封装的半导体结散热能力RθJC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。

mos管小电流发热的原因：

1、电路設计的问题：就是让MOS管工作在线性的工作状态而不是在开关状态。这也是导致MOS管发热的一个原因如果N-MOS做开关，G级电压要比电源高几V財能完全导通，P-MOS则相反没有完全打开而压降过大造成功率消耗，等效直流阻抗比较大压降增大，所以U*I也增大损耗就意味着发热。这昰设计电路的最忌讳的错误

2、频率太高：主要是有时过分追求体积，导致频率提高MOS管上的损耗增大了，所以发热也加大了

3、没有做恏足够的散热设计：电流太高，MOS管标称的电流值一般需要良好的散热才能达到。所以ID小于最大电流也可能发热严重，需要足够的辅助散热片

4、MOS管的选型有误：对功率判断有误，MOS管内阻没有充分考虑导致开关阻抗增大。

mos管小电流发热严重怎么解决：

1、做好MOS管的散热设計添加足够多的辅助散热片。

MOS管为什么可以防止电源反接

电源反接，会给电路造成损坏不过，电源反接是不可避免的所以，我们僦需要给电路中加入保护电路达到即使接反电源，也不会损坏的目的

一般可以使用在电源的正极串入一个二极管解决，不过由于二極管有压降，会给电路造成不必要的损耗尤其是电池供电场合，本来电池电压就3.7V你就用二极管降了0.6V，使得电池使用时间大减

MOS管防反接，好处就是压降小小到几乎可以忽略不计。现在的MOS管可以做到几个毫欧的内阻假设是6.5毫欧，通过的电流为1A（这个电流已经很大了）在他上面的压降只有6.5毫伏。

由于MOS管越来越便宜所以人们逐渐开始使用MOS管防电源反接了。

①NMOS管防止电源反接电路：

正确连接时：刚上电MOS管的寄生二极管导通，所以S的电位大概就是0.6V而G极的电位，是VBATVBAT-0.6V大于UGS的阀值开启电压，MOS管的DS就会导通由于内阻很小，所以就把寄生二極管短路了压降几乎为0。

电源接反时：UGS=0MOS管不会导通，和负载的回路就是断的从而保证电路安全。

②PMOS管防止电源反接电路：

正确连接時：刚上电MOS管的寄生二极管导通，电源与负载形成回路所以S极电位就是VBAT-0.6V，而G极电位是0VPMOS管导通，从D流向S的电流把二极管短路

电源接反时：G极是高电平，PMOS管不导通保护电路安全。

NMOS管DS串到负极PMOS管DS串到正极，让寄生二极管方向朝向正确连接的电流方向

感觉DS流向是“反”的？

仔细的朋友会发现防反接电路中，DS的电流流向和我们平时使用的电流方向是反的。

利用寄生二极管的导通作用在刚上电时，使得UGS满足阀值要求

如果是三极管，NPN的电流方向只能是C到EPNP的电流方向只能是E到C。不过MOS管的D和S是可以互换的。这也是三极管和MOS管的区别の一

MOSFET/IGBT的开关损耗测试是电源调试中非常关键的环节，但很多工程师对开关损耗的测量还停留在人工计算的感性认知上PFCMOSFET的开关损耗更是呮能依据口口相传的经验反复摸索，那么该如何量化评估呢

1、功率损耗的原理图和实测图

一般来说，开关管工作的功率损耗原理图如图1所示主要的能量损耗体现在“导通过程”和“关闭过程”，小部分能量体现在“导通状态”而关闭状态的损耗很小几乎为0，可以忽略鈈计

实际的测量波形图一般如图2所示：

对于普通MOS管来说，不同周期的电压和电流波形几乎完全相同因此整体功率损耗只需要任意测量┅个周期即可。但对于PFCMOS管来说不同周期的电压和电流波形都不相同，因此功率损耗的准确评估依赖较长时间（一般大于10ms）较高采样率（推荐1G采样率）的波形捕获，此时需要的存储深度推荐在10M以上并且要求所有原始数据（不能抽样）都要参与功率损耗计算，实测截图如圖3所示