两种常见的MOSFET驱动电路
　　由分立器件组成的驱动电路((如图所示)，驱动电路工作原理如下：
　　A.当HS为高电平时，Q7、Q4导通，Q6关闭，电容C4上的电压(约14V)经过Q4、D3、R6加到Q5的栅极，使Q5导通。在导通期间，Q5的源极电压(Phase)接近电源电压Vdc，所以电容两端的电压随着Phase电压一起浮动，电容C4亦称为自举电容。Q5靠C4两端的电压来维持导通。
　　B. 当HS为低电平时，Q7、Q4关闭，Q6导通，为Q5的栅极提供放电回路，从而使Q5很快关闭。当Q5关闭后，由于下管的开通或负载的作用，使得Phase电压下降接近0V，从而使C4经过+15V&D2&C4&GND回路充电，为下一次导通做好准备。
　　C. 当LS为低电平时，Q8、Q11导通，Q10关闭，驱动电路通过R11为下管Q9的栅极充电，使Q9导通。
　　D. 当LS为高电平时，Q8、Q11关闭，Q10导通，为Q9的栅极提供放电回路,使Q9关断。
　　E. 当HS和LS同时为高电平时，上管开通下管关闭。当HS和LS同时为低电平时，上管关闭下管开通。在实际应用中，为了避免上下管同时开通，HS和LS的逻辑要靠MCU或逻辑电路来保证。
　　半桥驱动芯片组成的驱动电路
　　半桥驱动芯片组成的驱动电路如图所示，工作原理如下：
　　A.当HS和LS同时为高电平时，HO有驱动电压输出，使Q1开通。当HS和LS同时为低电平时，LO有驱动电压输出，使Q2开通。
　　B.电容C2与分立器件驱动电路里的C4作用相同，同样为自举电容。
　　C.电容C1为去藕电容，为抑制功率MOSFET开关时对驱动电路浮动电源部分的干扰，一般应加上此电容。
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几种主流MOSFET驱动电路的分析
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　　(1)开关管开通瞬时,应能提供足够大的充电电流使栅源极间电压迅速上升到所需值,保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡;
　　(2)开关管导通期间驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定使可靠导通;
　　(3)关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压的快速泄放,保证开关管能快速关断;
　　(4)关断期间驱动电路最好能提供一定的负电压避免受到干扰产生误导通;
　　(5)另外要求驱动电路结构简单可靠,损耗小,最好有隔离。
　　本文介绍并讨论分析一下作者在研制开关电源中使用的几种结构简单可行的MOSFET管驱动电路。
　　几种MOSFET驱动电路介绍及分析
　　不隔离的互补驱动电路
　　图1(a)为常用的小功率驱动电路,简单可靠成本低。适用于不要求隔离的小功率开关设备。图1(b)所示驱动电路开关速度很快,驱动能力强,为防止俩个MOSFET管直通,通常串接一个0.5～1&O小电阻用于限流,该电路适用于不要求隔离的中功率开关设备。这两种电路结构特简单。
　　功率MOSFET属于电压型控制器件,只要栅极和源极之间施加的电压超过其阈值电压就会导通。由于MOSFET存在结电容,关断时其漏源两端电压的突然上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压。常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小,关断速度较快,但它不能提供负压,故其抗干扰性较差。为了提高电路的抗干扰性,可在此种驱动电路的基础上增加一级由V1、V2、R组成的电路,产生一个负压,电路原理图如图2(a)所示。
　　当V1导通时,V2关断,两个MOSFET中的上管的栅、源极放电,下管的栅、源极充电,即上管关断、下管导通,则被驱动的功率管关断;反之V1关断时,V2导通,上管导通,下管关断,使驱动的管子导通。因为上下两个管子的栅、源极通过不同的回路弃、放电,包含有V2的回路由于V2会不断退出饱和直至关断,所以对于S1而言导通比关断要慢,对于S2而言导通比关断要快,所以两管发热程度也不完全一样,S1比S2发热要严重。
　　该驱动电路的缺点是需要双电源,且由于R的取值不能过大,否则会使V1深度饱和,影响关断速度,所以R上会有一定的损耗。
　　还有一种与其相类似的电路如图2(b)所示,改进之处在于它只需要单电源。其产生的负压由5.2V的稳压管提供。同时PNP管换成NPN管。在该电路中的两个MOSFET中,上管的发热情况要比下管较轻,其工作原理同上面分析的驱动电路,故不再赘述。
　　隔离的驱动电路
　　(1)正激式驱动电路
　　电路原理图如图3(a)所示,N3为去磁绕组,S2为所驱动的功率管。R2为防止功率管栅极、源极端电压振荡的一个阻尼电阻。因变压器漏感较小,且从速度方面考虑,一般R2较小,故在分析中忽略不计。其工作波形分为两种情况,一种为去磁绕组导通的情况,见图4(a);一种为去磁绕组不导通的情况,见图4(b)。
　　等值电路图如图3(b)所示,脉冲变压器的副边并联&电阻R1,它做为正激式变换器的假负载,用于消除关断期间输出电压发生振荡而误导通,见图5。同时它还可作为功率MOSFET关断时的能量泄放回路。该驱动电路的导通速度主要与被驱动的S2栅、 源极等效输入电容的大小、S1的驱动信号的速度以及S1所能提供的电流大小有关。由仿真及分析可知,占空比D越小、R1越大、L越大,磁化电流越小,U1值越小,关断速度越慢。
　　该电路具有以下优点：①电路结构简单可靠,实现了隔离驱动。②只需单电源即可提供导通时正、关断时负压。③占空比固定时,通过合理的参数设计,此驱动电路也具有较快的开关速度。该电路存在的缺点：一是由于隔离变压器副边需要一个假负载防震荡,故该电路损耗较大;二是当占空比变化时关断速度变化加大。脉宽较窄时,由于是贮存的能量减少导致MOSFET栅极的关断速度变慢。表1为不同占空比时关断时间toff(驱动电压从10伏下降到0伏的时间)内变化情况。
　　(2)有隔离变压器的互补驱动电路
　　如图6(a)所示,V1、V2为互补工作,电容C起隔离直流的作用,T1为高频、高磁率的磁环或磁罐。导通时隔离变压器上的电压为(1-D)Ui、关断时为DUi,若主功率管S可靠导通电压为12V,则隔离变压器原副边匝比N1/N2为12/(1-D)/Ui。为保证导通期间GS电压稳定C值可稍取大些。实验波形见图7(a)。该电路具有以下优点：
　　①电路结构较简单可靠,具有电气隔离作用。当脉宽变化时,驱动的关断能力不会随着变化。
　　②该电路只需一个电源,即为单电源工作。隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压,从而加速了功率管的关断,且有较高的抗干扰能力。
　　表1不同占空比时toff的变化情况
　　但该电路所存在的一个较大缺点是输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当D较小时,负向电压小, 该电路的抗干扰性变差,且正向电压较高,应该注意使其幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当D大于0.5时驱动电压正向电压小于其负向电压,此时应该注意使其负电压值不超过MOSFET栅极的允许电压。所以该电路比较适用于占空比固定或占空比变化范围不大以及占空比小于0.5的场合。
　　6(b)为占空比大于0.5时适用的驱动电路,其中Z2为稳压二极管,此时副边绕组负电压值较大,Z2的稳压值为所需的负向电压值,超过部分电压降在电容C2上,其实验波形见图7(b)。
　　(3)集成芯片UC构成的驱动电路
　　电路构成图如图8所示。
　　其中UC3724用来产生高频载波信号,载波频率由电容CT和电阻RT决定。一般载波频率小于600kHz,4脚和6脚两端产生高频调制波,经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片7、8两脚经UC3725进行解调后得到驱动信号,UC3725内部有一肖特基整流桥同时将7、8脚的高频调制波整流成一直流电压供驱动所需功率。
　　一般来说载波频率越高驱动延时越小,但太高抗干扰性变差;隔离变压器磁化电感越大磁化电流越小,UC3724发热越少,但太大使匝数增多导致寄生参数影响变大,同样会使抗干扰能力降低。故根据实验研究得出：对于开关频率小于100kHz的信号一般取(400～500)kHz载波频率较好,变压器选用较高磁导如5K、7K等高频环形磁芯,其原边磁化电感大小约1毫亨左右为好。 这种驱动电路仅适合于信号频率小于100kHz场合,因信号频率相对载波频率太高的话,相对延时太多,且所需驱动功率增大,UC3724和UC3725芯片发热厉害温升较高,故100kHz以上开关频率仅对较小极电容的MOSFET才可以。对于1kVA左右开关频率小于100kHz场合,它是一种性能良好的驱动电路。该电路具有以下特点：单电源工作,控制信号与驱动实现隔离,结构简单尺寸较小,尤其适用于占空比变化莫测或信号频率也变化的场合。
　　本文介绍的几种MOSFET驱动电路均有以下优点：结构较简单可靠;单电源工作;适用于中小功率开关电源。以上电路均已应用到不同功率的实际开关电源的原理样机中,经过了实验的检验。
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第九章&开关稳压电源电路&9.1&STR&－&F6656&简介&创维&5D66&机芯开关稳压电源电路采用了日本三垦公司生产的开关稳压电源专用集成电路&STR&－&F6656&，它内部集成了一个反馈型的控制器和高耐压的大功率金属氧化物场效应管（&MOSFET&）。&STR&－&F6656&的应用可以使电源电路的元件数量大大减少，简化了电路的设计，容易实现电源的小型化和标准化。&STR&－&F6656&具有起动电流小（&100uAmax&）、&MOSFET&开关速度由外接元件可调整、电源在轻负载时能稳定工作（内置低通有源滤波器）、雪崩击穿保护的特点，另外，它内部集成了&MOSFET&软驱动电路和定电压驱动电路。&STR&－&F6656&可以有两种工作方式，即准共振方式和用于待机等轻负载工作的&PRC&方式（关断时间一定、调节导通脉冲宽度的控制方式，内部集成了&20KHz&的低频振荡器）。&STR&－&F6656&还具有丰富的保护功能，即过压保护（&OVP&，锁定方式）、过热保护（&TSD&，锁定方式）和逐一脉冲监测的过流保护（&OCP&）。&STR&－&F6656&内部原理框图如下：&9&.&2&STR&－&F6656&的引脚功能及其动作说明&1&、&VIN&端子（第&4&引脚），起动电路&起动电路包括&VIN&输入端子内部和外围电路，起动电路检测&VIN&端子的电压，控制集成电路的动作的开始和停止。&当加上交流电源之后，交流电源通过起动电阻&R603&对电容&C611&充电，在&C611&充满电压且起动端子的电压达到起动电压时，&STR&－&F6656&内部振荡&电路开始工作。&考虑到锁定电路的保持电流（&400uAmax&）在低温时有若干增加的倾向，电阻&R603&的取值有一定的要求，即在交流电源输入电压最低时能向集成电路&STR&－&F6656&提供&500uA&以上的电流。如果&R603&的取值太大，那么将会减小&C611&的充电电流，这样从加上交流电源到&STR&－&F6656&动作开始的时间变长，&R603&的取值还要与&C611&的容量一起考虑。&在控制器工作之后，&STR&－&F6656&的工作电流增大，&VIN&端子的电压将会随&C611&的放电而下降。增加&C611&的容量可减缓&VIN&端子电压的下降率，因此即使辅助绕组的电压上升稍迟，&VIN&端子电压也不会降到动作停止电压以下，确保电源能够起动起来。&但是，当&C611&的容量太大时，从交流电源给&C611&充电至&STR&－&F6656&动作开始电压之间的时间变得很长。&对于一般电源场合，&C611&的取值在&22&～&100uF&，&R603&的取值在&47&～&68K&（在宽电源输入或交流&100V&输入时）或&82K&～&150K&（在交流&220V&输入时），可以使电源起动起来。&VIN&端子电压与电流关系曲线如下：&如图&9&－&2&所示，&STR&－&F6656&的&控制电路在开始动作之前的电流被限制在&100uAmax&（&VIN&＝&14V&，&Ta&＝&25&℃），&R603&可以使用高阻值的电阻。&VIN&端子到达&16V&典型电压后，起动回路开始工作，控制电路也开始工作，电路消耗的电流增大。&VIN&端子降低到&10V&典型电压后，低电压动作禁止电路（&UVLO&）动作，电源回到起动之前状态。&在控制电路开始工作之后，辅助绕组的感应电压经整流，为集成电路提供工作电源。&VIN&的端子电压波形图示如下：&如图&9&－&3&所示，辅助绕组的电压在电源起动后并不会立即上升到设定的电压，因此&VIN&端子电压因&C611&的放电而开始下降。但是由于动作停止电压设定在较低的&11V&（&MAX&），在&VIN&的电压下降到动作停止电压之前，只要辅助绕组的电压能上升到设定值，控制电路就可以继续工作下去。&辅助绕组在正常动作状态下的电压，通常要设定电容器&C611&两端电压在控制器动作停止电压&[VIN&（&OFF&）&11V&（&MAX&）&]&和&OVP&动作电压&[VIN&（&OVP&）&20.5&（&MIN&）&]&之间。&VIN&端子电压设定的推荐目标值为&18V&。&在实际的电源电路中，&VIN&端子电压有时会随副边（次级）输出负载的变化而发生变化。这是由于&STR&－&F6656&控制器的消耗电流较小，&MOSFET&在关断时产生的浪涌电压给&C611&充电而引起的（关断时的浪涌电压会随负载的增大而增大）。实践中，在整流二极管（&D604&）之前串联一个数欧到数十欧的电阻对解决此类问题很有效。因为&VIN&端子电压与副边负载的变化率和开关变压器的结构有关，电阻值可以根据实际使用的变压器进行调整。当变压器原&/&副边的耦合，特别是辅助绕组与定电压控制绕组之间的耦合不佳时，&VIN&与输出电压的变化率将受影响，因此在设计开关变压器结构时要注意辅助绕组在变压器中的位置。&2&、&OCP/FB&端子（第&1&引脚）、振荡器、定电压控制电路&振荡器利用&STR&－&F6656&内部电容&C1&的充放电，产生决定&MOSFET&关断（&OFF&）时间的脉冲。定电压控制是以固定&MOSFET&的关断（&OFF&）时间（约&50&微秒），调节导通（&ON&）时间的&PRC&工作方式进行的。&未进行定电压控制时的动作波形图示如下：&在&MOSFET&导通时，&STR&－&F6656&内部的&C1&被快速充电到约&6.5V&。另一方面，当漏极电流&I&D&流过&R613&、&R614&时，在&OCP/FB&端子（第&1&引脚）上产生与&I&D&形状相同的锯齿波电压。当此锯齿波电压达到第&1&引脚的门坎电压&Vth&（&1&）＝&0.73V&时，内部的比较器&Comp.1&翻转，关断&MOSFET&。&MOSFET&关断后，&C1&的充电被解除，&C1&通过内部的&R1&放电（&C1&和&R1&确定放电时间常数）。当&C1&两端的电压下降到约&3.7V&时，振荡器再次翻转，&MOSFET&再次导通。在&MOSFET&导通后，&C1&快速充电到约&6.5V&。如此循环往复，振荡得以持续下去。&由锯齿波电压的斜率决定的时间是&MOSFET&的导通（&ON&）时间；由&C1&和&R1&决定的固定的放电时间是&MOSFET&的关断（&OFF&）时间，这个固定时间由内部电路对&R1&的&Trimming&调整在约&50&微秒（&Trimming&方法是在集成电路制造过程中进行在线函数切削实现）。&定电压控制时的动作波形图示如下：&如图&9&－&5&所示，输出电压的定电压控制是通过光耦的反馈电流进行的。此反馈电流在&R613&上的压降&V&R613&与加在&R614&上的电压&V&R614&共同施加在&OCP/FB&端子上，当&V&R613&电压（&I&D&峰值）与&V&R614&电压（&FB&直流）之和达到比较器&1&（&Comp.1&）的翻转值时，&MOSFET&关断。因此，它是电流控制类型的。图中，&C612&两端最低电压与&0V&电压之间的区域代表光耦的直流偏置电压。&一般来说，在电流控制方式下的轻载时，&V&R613&的电压较大（由于光耦的反馈量较大），&MOSFET&导通时的浪涌电流产生的噪声容易使&Comp.1&误动作。为了防止这种误动作，在&MOSFET&关断期间，使用一个有源低通滤波器降低&OCP/FB&端子与&GND&之间的阻抗，这是一个&1.35mA&的定电流电路，在&MOSFET&导通之前，流进&OCP/FB&的定电流将使反馈电流产生的偏置降低到原来的一半左右。&这样，&MOSFET&导通时的浪涌噪声由&C612&吸收，使电源能够在轻载状态下稳定工作。&在&STR&－&S6709&的振荡器中，采用光耦反馈电流改变振荡器中电容器的充电电流，控制到达门坎电压&Vth&（&1&）&&0.7[V]&的充电时间，实现振荡控制的。在&STR&－&F6656&的振荡器中，采用直流偏置控制导通时间，实现振荡控制的。&STR&－&F6656&采用的直流偏置控制示意图如下：&3&、&OCP/FB&端子（第&1&引脚）、&OCP&电路&过流保护电路包括第&1&引脚内部元件和外围元件，此电路检测每一个振荡周期的&MOSFET&漏极电流峰值，当出现过电流时，就立即使振荡器翻转，限制&MOSFET&漏极电流。&MOSFET&漏极电流的检测是通过&MOSFET&源极与&GND&之间的&OCP&电阻&R614&实现的。&R614&的压降加在&OCP/FB&端子上，当&OCP/FB&端子电压达到&OCP&门坎电压&0.73V&时，&OCP&电路动作。&R613&、&C612&组成一个滤波器，用来防止&MOSFET&导通时带来的噪声而引起误动作。&OCP&电路动作时，电源电路会形成电源输出过载特性，当副边出现过负荷状态时，输出电压会随&OCP&电路动作而下降，原边的辅助绕组电压也按比例下降，当&VIN&端子电压降到动作停止电压以下时，动作停止。由于&STR&－&F6656&内部电路的消耗电流此时也同时减小，&VIN&端子电压由电源电压通过起动电阻&R603&再次充电，当&VIN&端子的电压到达动作开始电压时，电源再次起动，于是进入间歇振荡状态。&需要说明的是，当输出组数较多、开关变压器的耦合不好时，有可能在过载条件下原边辅助绕组电压不能按比例与输出电压一起下降，电源有可能不能进入间歇振荡状态。&由于&STR&－&F6656&的&OCP&是通过检测&MOSFET&漏极电流实现的，当输入交流电压增大时，&OCP&动作点输出功率也会随之增大。解决此问题的方法是增加一个&OCP&校正电路，此电路由两个分压电阻和一个稳压管组成，它首先对&300V&直流电压进行分压，然后将分压的电压由稳压二极管连接到&OCP/FB&端子，即在&OCP/FB&端子加上与输入电压成比例的偏置。增加此电路的好处有：&a&、高输入电压时&MOSFET&的漏极电流被抑制，变压器发生的浪涌电压减小，减轻了在起动或过载时加在&MOSFET&上的电压应力；&b&、由于输出功率被限制，减轻过载时副边整流二极管的负担。分压电阻的取值计算如下：&4&、驱动电路&MOSFET&的驱动电路图示如下：&如图&9&－&7&所示，由&Z&D1&（&Vdrv&＝&8.6Vtyp&）构成了定电压驱动电路。&MOSFET&导通时的驱动电流被&Ra&＋&Rb&限制，而关断时通过&Rb&使&MOSFET&的门极电荷急速泄放。&5&、锁定电路&锁定电路在过电压保护（&OVP&）电路、过热保护（&TSD&）电路动作时，使振荡器输出保持低电平，停止电源电路动作。&在&VIN&端子电压为&8.5V&时，锁定电路的保持电流为&400uAmax&（&Ta&＝&25&℃&），考虑到在低温时此电流有若干增加的倾向，要求通过起动电阻的电压能够向&VIN&端子提供&500uA&以上的电流。&为了防止锁定电路由于干扰而误动作，在&STR&－&F6656&内部集成了定时器，只有当&OVP&、&TSD&电路动作持续约&8&微秒以上时，锁定电路才开始动作。&即使锁定电路动作，&STR&－&F6656&控制器内的电路（&REG&电路等）也处于工作状态，电路的消耗电流会使&VIN&电压下降。&当&VIN&下降到典型停止电压&10V&以下时，由于&STR&－&F6656&的消耗电流将降低到&400uA&（&Ta&＝&25&℃&）以下，&VIN&又开始上升，当&VIN&到达动作开始典型电压&16V&时，消耗电流再次增加，&VIN&又被拉下。因此锁定时&VIN&端子电压将在&10V&到&16V&之间变化，防止了该端子电压的异常升高。&锁定电路动作时的&VIN&端子波形&图示如下：&锁定电路解除的条件是，&VIN&端子电压低于&6.5V&。一般来说，交流电源的再次起动可以解除锁定状态。&6&、过热保护电路（&TSD&）&当集成电路内部基板的温度超过&140&℃（&MIN&）时，锁定电路开始动作。实际的温度检测是通过控制器中的温度检测元件进行的。由于&MOSFET&和控制器的温度检测元件安装在同一铜基板上，所以&TSD&也对&MOSFET&有保护作用。&7&、过压保护电路（&OVP&）&当&VIN&端子电压超过典型电压&22.5V&时，锁定电路开始动作，防止&VIN&端子的过电压。&通常，&VIN&端子电压是由辅助绕组提供的，而辅助绕组的电压与输出电压成比例。当定电压控制电路发生开路等异常或副边输出出现过电压时，&OVP&的动作可以保护输出端不出现过电压。过电压保护动作时，副边的输出电压可计算如下：&8&、准共振动作的原理及其应用&当施加在&STR&－&F6656&的&OCP/FB&端子上的信号电压在&Vth&（&1&）&&0.73V&以上到门坎电压&Vth&（&2&）之间时，内部&Comp.1&动作，电源在&Toff&&&50usec&的&PRC&方式下工作。&当&OCP/FB&端子电压达到门坎电压&Vth&（&2&）&&1.45V&以上（&MAX&：&6V&）时，内部&Comp.2&动作，振荡器的&OFF&时间切换到约&1.5usec&（&MIN&）；此电压保持在门坎电压&Vth&（&1&）以上期间，&MOSFET&处于关断状态。&准共振动作的关键是如何控制&MOSFET&的导通时刻。在变压器向副边放完能量之后，共振电容与变压器原边电感发生共振，在共振电容电压的最低点，即共振开始后的共振周期的&1/2&处，使&MOSFET&导通，于是可以使导通时的功率损耗最小。&在&MOSFET&的漏极与&GND&之间连接共振电容&C614&，在辅助绕组与&OCP/FB&端子之间连接&D604&、&R617&、&D605&、&C612&、&R613&、&D622//FB602&等延迟电路，利用辅助绕组生成的准共振信号控制&STR&－&F6656&内部的&Comp.1&和&Comp.2&动作，就可能实现准共振。&由于延迟电路的作用，即使变压器的能量放完，加在&OCP/FB&端子的准共振信号也不会立即下降。这是因为&C612&上的电荷在通过&STR&－&F6656&内部的有源低通滤波器和&R613&放电后，才会降到门坎电压&Vth&（&1&）以下。&延迟时间的设定可以通过观察波形调节&C612&来进行，条件是在&C614&上的电压最低时使&MOSFET&导通。&延迟时间是由&C612&决定的。如果延迟时间正好与导通时间一致，或在那些即使&MOSFET&导通时的损耗稍大也无关紧要的应用电路中，&D605&可以省略。&OCP/FB&端子与&GND&端子间的电压为&6V&（&MAX&），请在设定准共振信号时注意。&变压器原边电感&Lp&计算&变压器的设计基本上与&RCC&电源的设计方法相同。但是由于准共振工作，导通时间的延迟改变了导通占空比（&Duty&），因此有必要进行占空比（&Duty&）的校正。&以原边绕组&Np&和副边绕组&Ns&的比来计算导通占空比（&Duty&），那么变压器的电感&Lp&可以计算如下：&其中，&Po&是最大的输出功率；&&&o&是最低振荡频率；&是变压器的变换效率&&0.9&（&CTV&）、&0.75&～&0.85&（输出电压低时）；&D&是&VIN&（&AC&）&MIN&时的占空比（&Duty&）；&VIN&是&VIN&（&AC&）&MIN&时的&300V&滤波电容上的电压。&延迟电路&准共振工作时，电源的振荡频率随负载和&AC&输入电压的变化而变化。输入电压最高、负载最小时，振荡频率达到最高。当此振荡频率超过&STR&－&F6656&内部振荡器能力时，电源将偏离准共振的条件。内部振荡器决定的最小&OFF&时间约为&1.5usec&，在设计开关变压器时，要注意设定振荡器频率确保&OFF&的时间在&1.5usec&以上。同时，为了保证振荡器能快速复位，要确保共振信号的有效期间在&1.0usec&以上。&准共振信号的有效期间是指准共振信号超过&OCP/FB&端子门坎电压&Vth&（&2&）（&&1.45V&）以上的期间。&在&STR&－&F6656&中，控制信号和准共振信号加在同一端子上，由&C612&放电时间常数决定的延迟时间可能受&OCP/FB&端子的偏置的影响有若干变化。高输入电压、轻负载时，延迟时间增加，有可能改变&MOSFET&的导通时间，使准共振偏离最佳工作状态。因此，要在输入电压最高、负载最轻时，以输入功率最小为目标进行延迟时间的设定。&各参数的计算方法&准共振信号电流值（&Is&）是由&R613&和&OCP/FB&端子的内部阻抗（&1.35mA&的定电流回路）的合成值决定的。由准共振信号的峰值（推荐值&3.4V&）可以计算出&R617&。计算如下：&Is&＝&3.4&&&R613&＋&1.35mA&；&R617&＝（&V&D&－&3.4&－&2V&F&）&&Is&；&R614&＝&V&OCP&/I&D&(MAX)&＝&0.73&（&TYP&）&/I&D&（&MAX&）&其中，&V&F&:&D604&，&D605&顺方向电压压降&&0.7V&；&I&D&（&MAX&）&:&定常时&MOSFET&漏极电流的最大值（&PO&＝&MAX&，&VIN&（&AC&）＝&MIN&时）；&V&OCP&:&MOSFET&在&OFF&时第&1&引脚与第&5&引脚间的电压。&共振的振荡频率可用公式计算如下：&最佳的共振条件是使&MOSFET&在共振开始后的&1/2&周期导通。此时间可以计算如下：&准共振动作与&PRC&动作的切换方法&对于其切换方法可以有两种，一种是在&D605&前边增加一个光耦电路，当光耦导通时，电路工作在准共振方式，当光耦关断时，电路工作在&PRC&方式，从而减小开关损耗；另一种就是在&R617&前边增加&PNP&三极管组成的有源滤波器，当副边输出电压下降时，电源切换为&PRC&工作方式，在轻负载时，输出电压下降，辅助绕组的电压也下降，&PNP&三极管截止，从而切断准共振信号，&STR&－&F6656&内部振荡器切换为&PRC&工作方式，开关稳压电源工作在&20KHz&的振荡频率。本机则专门设计了一个准共振辅助绕组。&9&、电路设计的注意要点&外接元件&根据使用条件正确选择各元件的电压、电流额定值以及允许的损耗。&考虑适当的余量，选用输入、输出端的滤波电容器以满足纹波电流、耐压的要求。在设计开关变压器时，要考虑变压器的铜损、铁损引起的发热。&特别要注意的是，&OCP&电阻&R614&的电流是高频开关电流，如果使用分布电感大的电阻会引起电源的误动作，请选用电感小、耐冲击的电阻。&因为开关电流含有大量高频成分，所以在设计变压器时要考虑集肤效应的影响，在选择变压器线径时尽量选用粗线径的，必要时使用多股以增加导线的表面面积。&共振电容及电解电容，请使用开关电源专用的，纹波耐量大、低阻抗的元件。&关于开关速度的调整&STR&－&F6656&的源极端子是独立的，在源极插入磁环可以调节开关速度，降低开关噪声。&但由于插入磁环后会降低导通速度和关断速度，因此会增加开关损耗，为了解决此问题，可以在&2&脚和&5&脚之间增加高速的、结合容量小的开关二极管或肖特基二极管。&关于最大开关电流&在&STR&－&F6656&中，&MOSFET&源极连接的&OCP&电阻（&R614&）和调节开关速度用的磁珠（&FB602&）在&MOSFET&源极与&GND&之间产生电压降。这一压降减小了&MOSFET&的驱动电压，因此减小了驱动电路所能驱动的&MOSFET&最大开关电流。所以有必要根据产品规格的最大开关电流和电压降所对应的余量，判断工作时的开关电流是否在允许范围之内。&关于相位校正&由于&STR&－&F6656&采用了电流控制方式，对一般的负载而言毋需使用特别的相位补偿电路，只需调整副边误差增幅器的增益即可使电源稳定工作。&三垦公司的&SE&系列误差增幅器具有优良的动态和增益特性，使用它有时可以完全省略补偿电路。&在特殊的负载或副边滤波电容的纹波电压非常大而副边的补偿电路的效果不明显时，在原边光耦三极管的两端并联一个&0.01&～&0.1uF&的电容对稳定电路工作很有效，但此时要在光耦三极管的输出回路中串联一个二极管以阻止反向电流。&关于轻负荷动作&轻载时&STR&－&F6656&的导通时间可以压缩到接近于零。&MOSFET&在非完全导通的状态下的动作状态（&MOSFET&的漏极与源极电压举着的状态）称为&A&级动作。此时，因为导通时间很短，&MOSFET&栅极电压在上升的途中被关断了。与漏极电流相比栅极电压较小，&MOSFET&并未完全导通。这样，通过漏极与源极之间电压的控制来改变加在开关变压器上的电压，达到控制输出电压的目的。&STR&－&F6656&的这种轻载时的控制方式，是正常工作状态，在使用上没有问题。在相同振荡频率下，&A&级动作时，&MOSFET&的开关损耗低于完全开关动作的开关损耗。&间歇振荡待机方式的应用&使用间歇振荡待机方式可以大幅度降低待机功率损耗。待机时动作波形图示如下：待机时，高压的输出与待机的输出短接，降低了各绕组的输出电压。此时辅助绕组的电压也将降低，&STR&－&F6656&的&VIN&降到动作停止电压以下，停止电源动作。&STR&－&F6656&动作停止后，控制器内的消耗电流将降到&100uA&以下，起动电路使&VIN&再次上升，在到达动作开始电压时，振荡重新开始，如此循环往复，电源以间歇振荡方式工作。&开关电源的休止时间由起动电阻&R603&和滤波电容&C611&的充电时间常数决定，动作期间由&STR&－&F6656&动作时的电路消耗电流和&C611&的放电时间常数决定。&设定较长的间歇振荡休止期间和低振荡频率可以降低待机时的功率损耗。待机时，输出电压降低，待机负载以外的输出负载被切断，这更加减小了待机功耗。&由于待机时休止期长，输出电容&C619&上的电压会渐渐下降，这需要使用大容量的电容以确保输出电压。&高压输出与低压输出短路产生的短路电流会被绕组所限制，因此不需要电流保护。&输出电压的设定&待机时，输出电压的最大值由副边的&ZD602&决定。但输出电压的纹波与振荡频率、滤波电容以及待机时的负载功率有关，确定&ZD602&的稳压时，要考虑纹波电压的最小值。&实际使用时，在&ZD602&上串联一个&R621&，用以降低误差放大器的增益。这样即使在输出电压较低时，反馈电流也能持续；在振荡开始时，能够抑制过大的漏极电流。&软起动&在振荡的停止期间，&C611&通过&IC603&光耦内部的三极管放电，但是在振荡重新开始时，由于产生光耦电源的绕组与原边主绕组是&ON/ON&结合。因此在最初的&ON&时刻&C611&可以快速充电，光耦内部的三极管的集电极电压可以快速上升，而此时副边的电压是不变的，光耦内部的二极管的电流是一定的。&光耦内部三极管集电极电压的快速变化提高了光耦的电流的放大倍数，使反馈电流快速增加，抑制了振荡重新开始时漏极的电流。&间歇振荡的频率是由起动电阻&R603&和&C611&决定的，而这一频率决定了供给副边的能量。当负载较大时，提高间隙振荡的频率可以抑制漏极电流的峰值，抑制开关变压器的振动所发出的声音。&提高间歇振荡的频率的结果增加了电源的消耗功率，而消耗功率的减小和变压器振动噪声的抑制是一对矛盾，因此有必要根据电源允许待机消耗功率调整间歇振荡频率。&在交流输入电源电压变化范围很大的电源中，使用此待机方式时的间歇振荡频率的变化会非常大，将起动电阻&R603&部分改为定电流电路，将有利于抑制在低输入电压时开关变压器的振动噪声。9.3&STR&－&F6656&的引脚功能及其在路参数&引脚&&标&识&&名&称&&黑笔接地阻值&&红笔接地阻值&&参考电压&&1&&OCP/FB&&过&流&反&馈&端&子&&700&&700&&1.5V&&2&&S&&MOSFET&源极端子&&0&&0&&0&&3&&D&&MOSFET&漏极端子&&6K&&3.2K&&290V&&4&&VIN&&电&源&端&子&&5.3K&&3.2K&&16.8V&&5&&GND&&接&地&&0&&0&&0&&9.4&STR&－&F6656&的&电气性能&项&目&&端子&&标&识&&最小值&&典型值&&最大值&&单位&&动作开始电源电压&&4&－&5&&V&IN(ON)&&14.4&&16&&17.6&&V&&动作停止电源电压&&4&－&5&&V&IN(OFF)&&9&&10&&11&&V&&动作时电路电流&&4&－&5&&I&IN(ON)&&－&&－&&30&&mA&&非动作时电路电流&&4&－&5&&I&IN(OFF)&&－&&－&&100&&uA&&最&大&OFF&时&间&&－&&T&OFF(MAX)&&45&&－&&55&&us&&最小准共振信号有效宽度&&1&－&5&&Tth(2)&&－&&－&&1.0&&us&&最&小&OFF&时&间&&－&&T&OFF(MIN)&&－&&－&&1.5&&us&&OCP/FB&端子门坎电压&1&&1&－&5&&Vth(1)&&0.68&&0.73&&0.78&&V&&OCP/FB&端子门坎电压&2&&1&－&5&&Vth(2)&&1.3&&1.45&&1.6&&V&&OCP/FB&端子拉电流&&1&－&5&&I&OCP/FB&&1.2&&1.35&&1.5&&mA&&OVP&动作电源电压&&4&－&5&&V&IN(OVP)&&20.5&&22.5&&24.5&&V&&锁定电路保持电流&&4&－&5&&I&IN(H)&&－&&－&&400&&mA&&锁定电路解除电源电压&&4&－&5&&V&IN(La.OFF)&&6.6&&－&&8.4&&V&&过热保护动作温度&&－&&T&j(TSD)&&140&&－&&－&&℃&&9.5&创维&5D66&机芯开关稳压电源电路原理&5D66&机芯的开关稳压电源电路采用了三垦公司生产的内置反馈型控制器和高耐压金属氧化物场效应管的开关稳压电源专用集成电路&STR&－&F6656&，其电路原理图如下：如图&9&－&10&所示，是创维&5D66&机芯开关稳压电源电路原理图。其中，&F601&是保险丝；&SW601&是电源开关；&TH601&是正温度系数的热敏电阻；&L603&是消磁线圈；&RAL601&、&D617&、&Q606&、&C634&、&D609&、&R633&、&C633&、&ZD603&、&R604&组成消磁控制电路，&RAL601&是继电器，&D617&是箝位二极管（用于限制&Q606&截止瞬间产生的反峰电压），&Q606&用于控制继电器的吸合与断开，&C634&、&C635&是分压电容（用于给&Q606&提供基极供电），&D609&是续流&/&保护二极管，&R633&是隔离缓冲&/&降压电阻，&ZD603&用于确定消磁控制电路的时间常数，利用其稳压特性使&Q605&不会反复导通，&R604&是限流电阻；&C601&、&L601&、&C602&、&L602&、&C603&组成低通滤波网络，用于滤除交流市电中的高次谐波和防止开关稳压电源的高次谐波污染交流市电；&R601&用于防止开机瞬间或电源电压突然变化带来的浪涌冲击；&R602&是限流电阻；&BR601&是整流桥堆；&C604&～&C607&是缓冲电容，用于保护整流桥堆；&C609&是&300V&滤波电容；&D601&是整流二极管，有隔离作用；&R603&是降压或起动电阻；&ZD601&是过压保护稳压二极管；&IC601&是开关稳压电源专用集成电路，内部集成了振荡器、控制器和大功率开关管等；&C648&是缓冲电容，用于滤除高频电压；&D603&是整流二极管；&D604&、&R617&、&D605&、&C612&、&R613&、&D622&、&FB602&组成延迟电路，用于开关稳压电源电路实现准共振，&R613&、&C612&组成的滤波器还用于防止&MOSFET&的导通噪声而引起误动作，可以设定其较长的延迟时间，确保噪声衰减效果好；&C614&是共振电容；&D602&用于降低&MOSFET&功率管的开关损耗；&R614&是&OCP&取样电阻；&D608&是隔离二极管；&C613&是滤波电容；&R612&是分流电阻；&D618&是隔离二极管；&C615&用于稳定电路工作；&R607&、&D607&、&C608&、&C610&用于吸收&MOSFET&功率管截止时产生的高反峰电压；&C611&是充电&/&滤波电容；&D606&是箝位二极管；&Q601&、&R608&、&R609&、&ZD605&组成简单的串联稳压电路（有源滤波器）；&C642&是缓冲电容；&D621&、&C624&是整流滤波元件；&R615&、&C616&是热地与冷地的隔离缓冲元件；&T601&是脉冲开关变压器；&IC603&是光电耦合器（简称光耦）；&R619&是偏流电阻；&C646&是滤波电容；&D615&、&R623&是待机时光耦的供电元件，&D615&有隔离作用；&R624&是正常开机时光耦的供电元件；&IC602&是误差放大器；&R618&是限流电阻；&C617&、&C620&、&C621&、&C622&、&C635&、&C636&是缓冲电容；&R616&、&R635&、&R636&是限流电阻；&D610&、&D611&、&D613&、&D614&、&D619&是整流二极管；&C618&、&C619&、&C623&、&C625&、&C637&、&C638&、&C643&、&C644&、&C649&是滤波电容；&L604&、&L605&、&L608&、&L609&是滤波电感；&D612&是隔离二极管；&C626&、&C639&是滤波电容；&Q602&、&Q603&、&Q604&及其外围元件组成待机控制电路，&R620&是&Q602&的发射极供电电阻，&R622&是&Q602&基极的限流&/&隔离电阻，&D616&是隔离二极管，&R621&用于降低误差放大器的增益，&ZD602&用于确定待机时输出电压的最大值，&R627&、&R626&分别是&Q604&基极的上偏置电阻和下偏置电阻，用于分压。&开关稳压电源的工作过程&当按下电源开关后，交流电经过电源插头、保险丝&F601&、电源开关&SW601&，送到&C601&、&L601&、&C602&、&L602&、&C603&组成的低通滤波器，将交流电中的高次谐波滤除，然后经过&R602&限流，分两路送到后级。一路经过&BR601&整流、&C609&滤波，得到约&300V&左右的直流电压，&300V&电压经过脉冲开关变压器&1&－&9&初级绕组，送到&IC601&的&3&脚内部的&MOSFET&场效应管的漏极；另一路交流电经过&D601&整流、&R603&降压、&C611&滤波，送到&IC601&的&4&脚&VIN&端子，当&VIN&端子电压达到&16V&典型值时，&IC601&内部的起动电路开始工作，&STR&－&F6656&内部的振荡器开始振荡，振荡产生的信号经过驱动电路的驱动，送到&MOSFET&场效应管的控制栅极，&MOSFET&场效应管开始导通，脉冲开关变压器的&1&－&9&初级绕组通过电流，&1&－&9&初级绕组感应到&1&正&9&负的电动势，各次级绕组也感应到相应的电动势，整个开关稳压电源电路开始工作。在&MOSFET&导通时，&IC601&内部的电容&C1&迅速充电到约&6.5V&；另外，&MOSFET&漏极电流流过&R614&时，在它上面得到的锯齿波电压经过&R613&，送到&IC601&的&1&脚&OCP/FB&端子，由于此锯齿波电压会逐渐升高，因此&IC601&内部比较器的输入端电压也会逐渐升高，当输入到&1&脚的电压达到比较器&1&的门坎电压&0.73V&时，比较器&1&翻转，比较器&1&输出一个信号，经过或门，送到振荡器使之没有输出，这样预驱动电路就没有信号输入，&MOSFET&也就没有信号输入，&MOSFET&被关断；&MOSFET&被关断之后，&C1&的充电电压被解除，&C1&上的充电电压经过&R1&对地放电，其放电时间由&R1&和&C1&确定的时间常数决定，当&C1&两端的电压下降到约&3.7V&以下时，振荡器再次翻转，&MOSFET&再次导通，&C1&被快速地充电到&6.5V&，同样，送到&IC601&的&1&脚&OCP/FB&端子的锯齿波电压也会很快到达比较器&1&的门坎电压，经过电路的一系列控制，&MOSFET&被关断，于是又重复前述过程，如此循环往复，振荡得以持续下去，开关稳压电源电路也就能够持续不断地工作。&由于&IC601&内部电路工作之后需要消耗相当大的能量，如果不提供辅助能量供给，那么&C611&上存储的能量可能就不够用，就会出现欠压。为了避免出现欠压问题，本机特别设计了&5&－&6&和&4&－&6&辅助供电绕组，用于给&IC601&的&4&脚提供持续供电，它们能保证&IC601&的&4&脚&VIN&端子的电压在降到&IC601&动作停止电压之前得以上升到设定值，从而保证控制电路的工作可以继续下去，即保证开关稳压电源电路持续不断地工作。&需要说明的就是，在&MOSFET&关断时，脉冲开关变压器主板部分的次级绕组的电动势反转，其感应电动势经过整流滤波得到直流电压，送到后级电路，用于整机电路工作。&当输入的交流电升高或负载变轻时，脉冲开关变压器&16&脚的感应电动势，经过&D613&、&C623&整流滤波得到的电压会升高，此电压经过&R618&，送到&IC602&误差放大器与基准电压进行误差比较和放大，输出的电压使得&IC603&内部的发光二极管上端的电压比正常时低；同时，脉冲开关变压器&17&脚的感应电动势，经过&D614&、&C625&整流滤波得到的电压也会升高，此电压经过&R624&，送到发光二极管的上端，此电压比正常时要高。可见&IC603&内部的发光二极管两端的电压差比正常时要大，发光二极管的导通程度加深、发光强度加强，于是&IC603&内部的光敏三极管的导通程度加强、通过的电流加大，此加大的电流经过&D618&、&D608&，送到&IC601&的&1&脚使其电压达到比较器&1&的门坎电压会比正常时要快，&MOSFET&的关断比正常时快，脉冲开关变压器初级绕组和次级绕组感应的电动势比正常时低，次级绕组感应的电动势经过整流滤波得到的直流电压也低。由于误差放大器&IC601&的存在，它会控制整个回路协调地工作，使得各次级绕组输出的电压回复到正常值，从而实现了稳压。&当输入的交流市电降低或负载变重时，其控制过程与上述过程相反，最后也会使各次级绕组输出的电压回复到正常值，从而实现稳压。&当输入的交流市电高得太多，使得&IC601&的&4&脚&VIN&端子的电压达到&OVP&动作电压（典型值是&22.5V&）并持续&8us&以上时，过压保护电路起动，锁定电路锁定，振荡器迅速停止振荡，&MOSFET&被关断，开关稳压电源电路停止工作，从而实现过压保护。&当基板温度超过&140&℃并持续&8us&以上时，过热保护电路起动，锁定电路锁定，振荡器迅速停止振荡，&MOSFET&被关断，开关稳压电源电路停止工作，从而实现过热保护。&当由于某些原因出现严重过流时，&IC601&的&1&脚会有相应的峰值电压使得内部振荡器停止振荡，&MOSFET&管被关断，开关稳压电源电路停止工作，从而实现过流保护。&待机电路的工作原理&当&CPU&待机控制脚输出高电平时，&Q604&的基极为高电平，&Q604&的集电极为低电平，&Q603&的基极为低电平，&Q603&处于截止状态，&Q602&也处于截止状态，因此待机电路不影响&IC603&内部发光二极管两端的电压，&IC603&内部光敏三极管通过正常的工作电流，&IC601&为核心的开关稳压电源电路处于正常的工作状态，从而实现正常开机。&当&CPU&待机控制脚输出低电平时，&Q604&的基极为低电平，&Q604&的集电极为高电平，&Q603&的基极为高电平，&Q603&的集电极为低电平，&IC603&内部发光二极管负极的电压被&D616&箝位在&1V&左右（&D616&两端的压降约&0.7V&，&Q603&饱和导通时&C&－&E&结压降约&0.3V&）；同时，由于&Q602&（&PNP&三极管）的基极为低电平，因此&Q602&饱和导通，&D614&整流&C625&滤波得到的电压经过&R620&、&Q602&的&E&－&C&结、&R623&、&D615&，送给&IC603&内部发光二极管正极的电压比其负极的电压高很多，发光二极管的导通程度较深、通过的电流较大、发光强度较大，&IC603&内部的光敏三极管的导通程度较深、通过的电流较大，此较大的电流迅速使&IC601&的&1&脚的电压达到比较器&2&的门限值，比较器&2&输出一个控制信号使振荡器迅速停止振荡，&MOSFET&迅速被关断，整个开关稳压电源停止工作，此时各次级绕组感应的电动势经过整流滤波可以提供给轻负载以持续供电；在电源停止工作一小段时间之后，&IC601&的&4&脚的电压上升到动作电压，起动电路起动、振荡器再次振荡，&MOSFET&再次导通，初级绕组和次级绕组感应到电动势，次级绕组感应的电动势经过整流滤波，得到各自的供电，但是由于这期间&CPU&等电路还有持续供电，待机电路还会保持原状态，&IC603&内部发光二极管两端的电压差比正常开机时还会高很多，经过一系列控制，&IC601&内部的振荡器迅速停止振荡，&MOSFET&迅速被关断，整个开关稳压电源再次停止工作；在相隔一小段时间之后，&IC601&的&4&脚的电压又上升到动作电压，于是又会重复上述过程，如此循环往复，开关稳压电源电路工作在间歇振荡状态，从而实现待机。&需要说明的是，在待机时，&D611&整流、&C619&滤波，得到的直流电压比&5V&低很多，此电压不能使&CPU&正常工作；此时，由于&Q602&导通，&Q602&集电极有&10&多伏电压，它经过&5V&稳压，送给&CPU&供电电压，因此能确保&CPU&正常工作。&消磁电路工作原理&在正常开机时，脉冲开关变压器&15&脚感应的电动势经&D611&整流&C619&滤波，得到&12V&电压，&12V&经过&R604&限流，分两路送到后级：一路经&RAL601&内部线圈送到&Q606&集电极，另一路经&ZD603&、&C633&、&R633&，送到&Q606&基极，&12V&齐纳击穿&ZD603&，给&C633&和&C634&充电，&Q606&基极电压逐渐升高，当&Q606&基极电压上升到其导通电压时，&Q606&导通，&RAL601&内部线圈通过电流，&RAL601&吸合，消磁电路构成回路，强势电流通过消磁线圈而产生强势磁场，使显像管的磁粉分布均匀，从而消除显像管上的剩磁；当&ZD603&两端的电压稳定后，&C633&和&C634&不再充电，&Q606&基极电压不再升高且会随&Q606&的工作而慢慢降低，当&Q606&基极电压降低到其截止电压时，&Q606&截止，&RAL601&内部线圈两端的电压相等而不能通过电流，&RAL601&断开，消磁线圈中没有电流流过，从而不会影响显像管磁粉的分布。&需要说明的是，在&ZD603&两端电压稳定之后，&Q606&的基极电压会随工作而慢慢降低到其截止电压，此电压的变化会被反映到&C633&正极，但&C633&正极电压的变化比&ZD603&稳压范围小，因此&ZD603&不会被重新齐纳击穿，&Q606&基极电压不会再出现升高到导通电压的情况，从而保证继电器一直断开，保证消磁电路不影响电视的正常收看。&本文来自:家电维修网(http://www.bjjdwx.com)&详细出处请参考：http://www.bjjdwx.com/chuangwei/skyworth3821.html
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