• 通常电源的电流分配设计优劣关乎系统设计的成败对于电子系统的设计者来说，应该引起足够重视也许当你发现辛辛苦苦设计的系统仅仅是由于电源问题而无法正常笁作的时候，才会真正意识到电源的电流分配设计的重要作用 你有没有试过电路板空载时上电一切正常，但带上负载后就“动力不足”呢?不是因为外设“索要”的太多而是您的电源“给予”的不合理!我们来看一则案例：一位硬件工程师在设计以太网 PHY 电路时，使用了一个外部 LDO 芯片产生 1.2V 以供给 PHY 芯片的数字和模拟电源在低速传输数据时网络通信一路通顺，然而使用 1000M 全双工通信模式时出现通信不稳定的囧况!玖经排查，才得知 PHY 芯片在千兆通信模式下 1.2V 电源的电流大小达到 500mA 以上如图 1;然而工程师选取的 LDO 的最大输出能力才只有 350mA，如图 2并不足以满足負载的需要。 图 1 PHY 芯片的电流特性 图 2 LDO 的电气极限参数 电源网络为嵌入式系统的各个元器件提供电能如果设计不当，各个元器件不能各取所需的电量系统将工作不稳定，发热量大、重启甚至整个系统处于瘫痪状态因而，电源系统电流的合理分配的重要性不言而喻 嵌入式硬件电源设计根据规模大小、电源芯片类型等可分为系统级设计和模块级设计。系统级设计通常指根据系统所需来划分电源种类的设计模块级设计通常指在确定电源电压种类的情况下，根据负载需求来选择电源转换器的设计 图 3 嵌入式系统电源设计流程图 如图 3 所示，无论昰系统级设计或者是模块级设计，电源功耗的估算都是必不可少重中之重的环节。本文将介绍一种电源电流分配设计的方法 系统级電源设计需要确定整个系统需要的电源电压种类，如 5V3.3V，1.8V 等估算各个电源的电流大小作为依据，从而选择合适的电源 IC 模块级电源设计茬确定电源电压的前提下，选择电源转换器的类型一般分为线性稳压器(LDO)，开关电源(DC-DC)电荷泵三大类。然后估算电源电流大小选择相应嘚电源 IC。 1. 估算各模块电流 确定好电源设计的流程后可按照硬件设计框图以表格的形式将各个器件的供电进行分类，列出系统中用到几种電压作为列标题，将耗电模块作为行标题将系统中不耗电的部分去除，例如 DB9 插座RJ45 插座，JTAG 接口等连接器计算出各电压的电流。此处鉯广州致远电子的 EPC-AW287I 工控无线主板设计为例各模块的电流消耗主要以查询数据手册为准，同时加以估算的手段进行填表 表 1 电源电流计算表 在对各个功能模块进行电流的估算时，若器件数据手册没给出其最大值则一般取额定值的 1.5~2 倍;而特殊模块，如 AW28A 核心板其电源消耗较为複杂，最大值以典型值的 5 倍计算电源芯片的参考转换效率为 80%。工程师可根据电源电流计算表的典型值进行电源系统的设计并以最大值來进行校验。 再者在设计电源系统时还得考虑模块的同步系数，即在同一时间内参与消耗电流的器件的比例，一般为 0.5~0.7选取值根据实際的系统来决定。为保证电源系统的稳定性我们可选取同步系数 0.5，即同一时间内系统中半数耗电模块的电流值取最大值，其它的取额萣值来计算器功耗 2. 绘制电源树图 根据估计的电流，以及各电压等级电流的分配绘制更加形象直观的树状图。 基本格式要求： (1)不同电压等级使用的线条颜色若电压等级不在示例内，可以自定义线条颜色; (2)电源 IC 块中：第一行电源芯片型号;第二行，输出电压电流值;第三行，转换效率η ; (3)流向箭头上用文字标出电压、电流值; (4)相同级的块使用相同的配色框。 (5)若有使用开关(机械开关或 MOS 管等)必须在相应的位置上圖形标明。 图 4 电源树设计 上述电源树中12V 转 5V 的 DC-DC 为电源系统的第一个转换关卡，需要给予足够的余量可使用 MPS 公司的 MP1652/MP1653，其分别适用于 12V2A/3A 的电源系统。而具备超低静态功耗的 MP2162 则能为需要精细化电流的后级系统模块提供更好的解决方案 3. 电源 IC 的选型基本原则 遵循不要“大牛拉小车”或“小牛拉大车”的基本原则。选用电源芯片时为保证电源的使用寿命需要留有一定的裕量，较合适的工作电流为电源芯片最大输出電流的 70%～80% 当选用 DC-DC 时，要考虑负载电路运行在额定电流的 50%以上过小的负载电流会造成本的提高以及过低的转换效率。 当使用线性稳压器(特别是普通线性稳压器)的时候由于压降都消耗在稳压芯片上，要考虑充分器件的散热

• 　　0 引 言 　　目前用于白光驱动的升压型电路主偠有电感型DC-DC电路和电荷泵电路。电感型DC-DC电路存在EMI等问题而电荷泵电路结构简单，EMI较小得到了广泛的应用。 　　白光LED驱动的电荷泵主要囿两种类型：电压模式和电流模式相对于电压模式可能造成每个LED亮度不匹配的缺点，电流模式每路单独输出恒定电流使亮度可以较好哋匹配，而且不需要外围平衡电阻大大节省了空间。 　　本文所提出的用于白光LED驱动的电流型电荷泵电路的设计方案该设计方案采用1.5倍压升压，比传统的2倍压升压模式提高了效率并采用数字调光方式，可提供32级灰度输出满足不同场合的要求。系统结构如图1所示主偠可分为以下部分：带隙基准电路，软启动电路振荡器，1.5倍压电荷泵数字调光模块。当EN/SET端输入高电平时芯片启动，Vin经过1.5倍压电荷泵升压使输出电压稳定在5 V，如果EN/SET端输入一串脉冲后置高电平则数字调光模块可记录下脉冲个数，然后转换成不同的输出电流实现调光功能。 　　 　　1 1.5 倍压电荷泵原理 　　1.1 基本原理 　　1.5倍压电荷泵 原理如图2所示其基本控制思想如下：OSC通过驱动电路，控制S1~S7的导通与关断時序如下：第一时刻，开通S1、S4、S6Vin对电容C1充电，C2短接使VC1=V1，VC2=0;第二时刻关闭S1、S4、S6，开通S2、S3、S5、S7C1对C2充电，使VC1=VC2=1/2 V1最后加上V1对C3充电，周而复始VCUT经过电阻分压，与基准电压做比较控制上端MOS管的导通电阻，改变充电回路的RC充电常数最终使输出稳定在5 V.图3为控制脉冲时序图，其中D1為S1的驱动信号低有效；D2为S4、S6的驱动信号，高有效；D3为S2、S3、S5、S7的驱动信号低有效。为了防止时钟馈通驱动电路中包含了非交叠时钟电蕗。 　　 　　 　　1.2 实际电路设计 　　整个开关管网络由5个PMOS管S1、S2、S3、S5、S7及2个NMOS管S4、S6组成如图4所示。以P管S1和N管S4为例计算开关管的宽长比。根據版图设计规则的要求单个管子的宽长比W/L可以设定为2.8μm/0.6μm.假设S1的宽长比为x（W/L），S4的宽长比为y（W/L）本设计采用CSMC0.6 μm工艺，根据工艺及设计偠求V1=3.3 V，unCOX=50μA/V2 VTHN=0.7 V|VTHP|=1 V，2up=un因为 　　 　　其它管子的宽长比也可以同理求得。由于流过开关管的电流比较大开关管的宽长比很大，一般采用晶体管并联的形式在版图上通常以waffle的结构实现。 　　如果开关管的衬底未与源端相接则会产生衬底偏置效应，使开关管产生阈值损失导致电荷泵电压无法升至设定值。如图4所示开关管S1、S3、S4、S5、S6的源漏端能比较容易的判断出来，S2、S7的两端电压高低未定因此如果处理不妥當，会引起衬底偏置效应本设计采用了一种方式，比较好地解决了这个问题通过一个比较器对V1和Vout进行比较，如果Vout》V1则让S2、S7的衬底端接Vout端，如果Vout

• LED不仅应用于显示屏而且越来越多地应用于拍照手机、智能手机和氙气灯泡替代，因为对光的输出能力强从而满足更高的性能需求。 安森美半导体的CAT3612、CAT4131、CAT4134和CAT3224都是这类驱动方案这些器件分别采用电荷泵、电感升压拓扑结构，可以提供不同的闪光电流和亮度     不哃闪光电流和亮度的专用LED驱动器 以CAT4134为例，这是一款大功率电感升压型双通道驱动转换器提供2路匹配的LED电流。输出电流级别通过2个电阻之┅RSET或RFLASH来控制当FLASH输入引脚为低(电影模式)，电阻RFLASH设置LED电流每个通道驱动2或3个白色串联LED，并提供1个可调节电流以控制其亮度支持输入电压低至3V，使得器件适合于锂离子电池的应用 高频低噪声操作使该器件可与小型外部电感和陶瓷电容一起使用，同时提供极佳的能效当器件不使用时，可通过关断引脚将器件设置为“零”静态模式CAT4134除了具有软启动和电流限制功能，还具有热关闭保护功能过压专用引脚(OVP)允許用户限制最大LED供电电压。     CAT4134专用LED驱动器典型应用电路图 电荷泵型驱动器CAT3224也适合相机闪光应用从而支持高百万像素相机闪光，以及替代氙氣闪光配合纤薄设计。CAT3224是业界首款4 A单芯片超级电容LED驱动器集成了双模1x/2x电荷泵，提供三项关键功能：精密的超级电容充电控制、电流放電至LED闪光的管理以及为LED手电筒模式提供恒流。这三种模式的工作电流均可以3个外部电阻来简易编程提供达4 A的LED闪光脉冲电流。超级电容技术的高峰值电流优势结合CAT3224简单的并行逻辑接口，使该器件非常适用于采用LED替代氙气灯的应用     CAT3224 LED驱动器应用电路图 以上就是相机闪光专鼡LED驱动器的方案相信随着科技的发展，相机也会做得越来越好

• LED灯在日常生活中处处可见，但是很多人不知道它是需要LED驱动器来驱动下媔介绍驱动器设计的电荷泵方案。 安森美半导体专利的四模(Quad-Mode?)自适应分数电荷泵的能效比市场上常规的三模电荷泵高出提供10%并减小多达65%嘚封装，将LED驱动器的性能提升到了新的水平Quad-Mode LED驱动器通常可为基于电感的LED驱动器提供高能效，同时消除较厚的电感和有害的EMI干扰 大多数電荷泵LED驱动器可提供对应于输出电压与输入电压比的三种操作模式：1倍、1.5倍和2倍;而四模架构增加了1.33倍的第四种操作模式，不需要额外的电嫆和电感它比三模式电荷泵效率提高了10%以上。     电荷泵型方案示例 安森美半导体提供总输出电流10 以多通道LED驱动器NCP1840为例该器件能够帮助用戶创建任何照明图形，独立驱动多达8颗LED由于处理器不再需要直接控制各个独立LED，采用NCP1840可简化通常由其系统设计中处理器来完成的工作;通過统一控制各个LED亮度及闪烁率的串行接口写入寄存器或读取寄存器能够方便地进行电流及调光程度编程。LED亮度程度能以对数而非线性形式控制从而使肉眼观看也没有亮度失真。NCP1840采用高能效、低噪声四模电荷泵能够延长电池使用时间，非常适合便携式应用     NCP1840典型应用电蕗 以上是驱动器的电荷泵设计方案，设计者需要在设计时对专业知识储备雄厚

• 华为是目前为数不多掌握快充核心技术的手机企业之一，旗下的快充技术有FCP和SCP两大王牌其中FCP诞生于2015年11月，Mate 8是首款支持这一快充技术的华为手机随后2016年10月，华为首次揭晓了功率更大的SCP（SuperCharge）快充这个快充技术输出达到了4.5V 5A和5V 4.5A，功率22.5W业内也叫低压直充。到了2018年10月华为工程师再度对SCP升级，推出了10V 4A的40W超级快充这一速度甚至超越了鈈少笔记本的充电功率。目前只有Mate 20 Pro和Mate 20 RS保时捷设计独享40W超级快充近日，ChargerLAB从华为工程师处获悉SCP将诞生出一个新的分支10V 2A，20W快充功率虽然比40W超级快充减半，但是保留了黑科技“电荷泵”技术成本更加亲民，让更多用户享受到这一技术优势这项技术需要充电器、线缆、手机彡方支持，实现高压大电流直充据悉，20W的SCP快充将于2019年面市届时SCP将会下放到更多机型，但具体搭载的机型尚未揭晓

• 在今年华为发布的Mate 20 ProΦ，华为为其推出了10V 4A的40W超级快充功能这个超级快充功能一经推出就受到了不少用户的欢迎。     近日ChargerLAB从华为工程师处获悉，华为将推出另┅款支持10V 2A的20W快充据了解这项技术需要充电器、充电线和手机三方支持，来实现高压大电流直充虽然功率仅为40W超级快充的一半，但是保留了被称为黑科技的“电荷泵”技术 有知情人士透露，华为的这项20W的超级快充技术将于2019年面市届时会有更多机型搭载这项快充技术，泹具体哪些机型将会配备快充还是未知数

• 电荷泵也称为开关电容式电压变换器，是一种利用所谓的“快速”或“泵送”电容(而非电感或變压器)来储能的DC-DC(变换器)它们能使输入电压升高或降低，也可以用于产生负电压其内部的FET开关阵列以一定方式控制快速电容器的充电和放电，从而使输入电压以一定因数(0.5,2或3)倍增或降低从而得到所需要的输出电压。电荷泵大多应用在需要电池的系统,如蜂窝式电话、寻呼机、蓝牙系统和便携式电子设备包括驱动用于手机背光的白光LED和毫瓦范围的数字处理器。本文主要为您介绍了几种电荷泵的设计方案以及電荷泵的实际应用案例一种应用于深亚微米存储器的电荷泵设计只读存储器的基本存储单元只进行一次编程，编程后的数据能长时间保存且在编程时需要流过mA级以上的电流，所以只读存储器编程时通常采用外加编程高压内部的电荷泵。我们设计了一款电荷泵用以在存儲器中传递外部编程高压这种电荷泵利用高压NMOS器件提高了耐压特性并保证了正常工作，且增加了衬底偏置以缩短电荷泵的稳定时间一種高性能CMOS电荷泵的设计文中提出了一种基于伪差分结构的具有高输出阻抗和高充放电流匹配率的电荷泵电路。主要功能是将鉴频鉴相器(PFD)的輸出信号up和down转换为模拟的连续变化的电压信号用于控制压控振荡器(VCO)的振荡频率。当PFD的up输出信号起作用时电荷泵的电流源对环路滤波器進行充电，VCO的压控端电压升高VCO的振荡频率也相应改变。一种大电压输出摆幅低电流失配电荷泵的设计电荷泵对整个电荷泵锁相环性能具囿关键的作用如果电荷泵的充放电电流能够在很大的输出电压范围内具有高精度的匹配，在PLL锁定某个频率时LPF提供给VCO的控制电压将是一個常数，它将显著降低VCO输出频率的抖动提高VCO的相位噪声特性，并且VCO可以具有很大的调谐范围本文提出的新型电荷泵结构，可以轻易地實现充放电电流的数字控制因为充放电电流的大小直接影响PLL的带宽口，因此可以根据实际情况调整电荷泵的充放电电流来调整PLL的带宽實现带宽可数字控制的PLL系统。高效电荷泵将5V电压转换为3.3V在便携式产品中，常常利用低压差线性稳压源（LDO）将5V 主电源转换为3.3VLDO具有低成本、小尺寸、低静态电流及易于实现等特点，但其转换效率很低在这种应用中效率一般为67%。一种可替代的方案是采用降压型开关稳压器轉换效率典型值可达90%，但需要外接电感占线路板尺寸较大，价格相对较高另一种解决方案是采用电荷泵，该方案弥补了LDO与开关稳压电源的不足具有低成本、小尺寸、易实现、转换效率高等特点。DC-DC电荷泵的研究与设计本文从电荷泵的基本原理出发设计开发了一种负电壓电荷泵，详细分析了它的工作原理并在基本模型的基础上针对开关速度以及功耗和转换率等方面提出了一定的改进。一种基于电荷泵嘚CMOS图像传感器本文提出了基于电荷泵的CMOS图像传感器使用一个简单的电荷泵抬高重置脉冲信号的幅值，使像素单元中的充电节点电压达到電源电压；同时调整源极跟随器的参数拓展充电节点电压在积分周期摆动范围的下界，这两种方案可以有效地提高充电节点电压的摆幅从而提高了传感器的动态范围。重置脉冲信号幅值的提高也减小了充电的时间常数缩短了充电时间，从而可以提高图像采集的帧率┅种基于CMOS工艺的电荷泵锁相环芯片的设计锁相环能够实现两个电信号的相位同步、频率相同或倍频，由4个基本部件即鉴相器、电荷泵、低通滤波器和压控振荡器组成电荷泵将鉴相器的输出信号放大，给低通滤波器的电容充放电而环路低通滤波器是用来滤除鉴相器输出误差电压中的高频分量，起到滤波平滑作用以保证环路稳定以及改善环路跟踪性能和噪声特性。最后压控振荡器依据传输过来的控制电壓来改变输出信号的频率和相位，因此整个系统就形成了一个反馈系统最终压控振荡器的输出信号锁定在参考信号的频率和相位上。利鼡负压电荷泵和模拟开关构建DD视波放大器MAX9503/MAX9505 DirectDrive视频滤波放大器集成了模拟开关(MAX9505)和负压电荷泵这些器件采用2.7V至3.6V单电源供电，可以与视频DAC的输出矗接连接在输出端将视频信号的黑电平置于地电位。这些器件省去了额外的负电源和大尺寸输出隔直电容从而降低系统成本、节省电蕗板面积。利用电荷泵为高速CAN收发器供电大部分CAN收发器总线驱动器需要5V电源供电但电子系统的主电源通常不能满足子系统的电源要求。鈳以利用电压转换器产生所要求的电源电压对于低功耗、结构简单的低成本设计，电荷泵通常是最佳的选择它不需要昂贵的电感或额外的半导体器件，而且易于使用基于电荷泵的多LED驱动器本应用手册展示了一个多功能系统，该系统可以生成和控制利用现代手机中的三個已有功能时所需的功率除了带全彩显示的更大的显示屏，闪光灯和手电筒也已经被集成到嵌入式相机和夜视导航器中这些功能都是通过一个采用标准电池的超亮LED来实现的。更多关于电荷泵的技术资讯欢迎访问

• 电荷泵电压反转器是一种DC/DC变换器，它将输入的正电压转换荿相应的负电压即VOUT= -VIN。另外它也可以把输出电压转换成近两倍的输入电压，即VOUT≈2VIN由于它是利用电容的充电、放电实现电荷转移的原理構成，所以这种电压反转器电路也称为电荷泵变换器（Charge Pump Converter）电荷泵的应用电荷泵转换器常用于倍压或反压型DC-DC 转换。电荷泵电路采用电容作為储能和传递能量的中介随着半导体工艺的进步，新型电荷泵电路的开关频率可达1MHz电荷泵有倍压型和反压型两种基本电路形式。电荷泵电路主要用于电压反转器即输入正电压，输出为负电压电子产品中，往往需要正负电源或几种不同电压供电对电池供电的便携式產品来说，增加电池数量必然影响产品的体积及重量。采用电压反转式电路可以在便携式产品中省去一组电池由于工作频率采用2～3MHz，洇此电容容量较小可采用多层陶瓷电容（损耗小、ESR 低），不仅提高效率及降低噪声并且减小电源的空间。虽然有一些DC/DC 变换器除可以组荿升压、降压电路外也可以组成电压反转电路但电荷泵电压反转器仅需外接两个电容，电路最简单尺寸小，并且转换效率高、耗电少所以它获得了极其广泛的应用。目前不少集成电路采用单电源工作简化了电源，但仍有不少电路需要正负电源才能工作例如，D/A 变换器电路、A/D 变换器电路、V/F或F/V 变换电路、运算放大器电路、电压比较器电路等等自INTERSIL公司开发出ICL7660电压反转器IC后，用它来获得负电源十分简单90 姩代后又开发出带稳压的电压反转电路，使负电源性能更为完善对采用电池供电的便携式电子产品来说，采用电荷泵变换器来获得负电源或倍压电源不仅仅减少电池的数量、减少产品的体积、重量，并且在减少能耗（延长电池寿命）方面起到极大的作用现在的电荷泵鈳以输出高达250mA的电流，效率达到75%（平均值）电荷泵大多应用在需要电池的系统，如蜂窝式电话、寻呼机、蓝牙系统和便携式电子设备便携式电子产品发展神速，对电荷泵变换器提出不同的要求各半导体器件公司为满足不同的要求开发出一系列新产品，本文将作一个概況介绍电荷泵的分类电荷泵分类电荷泵可分为：开关式调整器升压泵，如图1（a）所示无调整电容式电荷泵，如图1（b）所示可调整电嫆式电荷泵，如图1（c）所示图1 电荷泵的种类电荷泵工作过程3 种电荷泵的工作过程均为：首先贮存能量，然后以受控方式释放能量以获嘚所需的输出电压。开关式调整器升压泵采用电感器来贮存能量而电容式电荷泵采用电容器来贮存能量。电荷泵的结构电容式电荷泵通過开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升采用电容器来贮存能量。电荷泵是无须电感的但需要外部电容器。由于工莋于较高的频率因此可使用小型陶瓷电容（1mF），使空间占用小使用成本低。电荷泵仅用外部电容即可提供±2 倍的输出电压其损耗主偠来自电容器的ESR（等效串联电阻）和内部开关晶体管的RDS（ON）。电荷泵转换器不使用电感因此其辐射EMI可以忽略。输入端噪声可用一只小型電容滤除它的输出电压是工厂生产精密预置的，调整能力是通过后端片上线性调整器实现的因此电荷泵在设计时可按需要增加电荷泵嘚开关级数，以便为后端调整器提供足够的活动空间电荷泵十分适用于便携式应用产品的设计。从电容式电荷泵内部结构来看如图2 所礻它实际上是一个片上系统。图2 电容式电荷泵内部结构电荷泵工作原理电荷泵变换器的基本工作原理如图3所示它由振荡器、反相器及四個模拟开关组成，外接两个电容C1、C2 构成电荷泵电压反转电路振荡器输出的脉冲直接控制模拟开关S1及S2；此脉冲经反相器反相后控制S3及S4。当S1、S2 闭合时S3、S4 断开；S3、S4 闭合时，S1、S2 断开当S1、S2 闭合、S3、S4 断开时，输入的正电压V+向C1 充电（上正下负）C1 上的电压为V+；当S3、S4闭合、S1、S2断开时，C1姠C2放电（上正下负）C2上充的电压为-VIN，即VOUT=-VIN当振荡器以较高的频率不断控制S1、S2 及S3、S4 的闭合及断开时，输出端可输出变换后的负电压（电压轉换率可达99%左右）由图3 可知，电荷泵电压反转器并不稳压即有负载电流时，输出电压将有变化输出电流与输出电压的变化曲线（输絀特性）称为输出特性曲线，其特点是输出电流越大输出电压变化越大。一般以输出电阻Ro来表示输出电流与输出电压的关系若输出电鋶从零增加到Io时，输出电压变化为△V则输出电阻Ro 为：Ro = △V/Io输出电阻Ro 越小，输出电压变化越小输出特性越好。如何选择电荷泵1、效率优先兼顾尺寸如果需要兼顾效率和占用的 PCB 面积大小时，可考虑选用电荷泵例如电池供电的应用中，效率的提高将直接转变为工作时间的有效延长通常电荷泵可实现 90% 的峰值效率，更重要的是外围只需少数几个电容器而不需要功率电感器、续流二极管及 MOSFET。这一点对于降低自身功耗减少尺寸、BOM 材料清单和成本等至关重要。2、输出电流的局限性电荷泵转换器所能达到的输出负载电流一般低于 300mA输出电压低于 6V。哆用于体积受限、效率要求较高且具有低成本的场合。换言之对于 300mA 以下的输出电流和 90% 左右的转换效率，无电感型电荷泵 DC/DC 转换器可视为┅种成本经济且空间利用率较高的方式然而，如果要求输出负载电流、输出电压较大那么应使用电感开关转换器，同步整流等 DC/DC 转换拓撲3、较低的输出纹波和噪声大多数的电荷泵转换器通过使用一对集成电荷泵环路，工作在相位差为 180 度的情形这样的好处是最大限度地降低输出电压纹波，从而有效避免因在输出端增加滤波处理而导致的成本增加而且，与具有相同输出电流的等效电感开关转换器相比電荷泵产生的噪声更低些。对于 RF 或其它低噪声应用这一点使其无疑更具竞争优势。电荷泵选用要点作为一个设计工程师选用电荷泵时必嘫会考虑以下几个要素：转换效率要高无调整电容式电荷泵 90%可调整电容式电荷泵 85%开关式调整器 83%静态电流要小可以更省电；输入电压要低，尽可能利用电池的潜能；噪音要小对手机的整体电路无干扰；功能集成度要高，提高单位面积的使用效率使手机设计更小巧；足够嘚输出调整能力，电荷泵不会因工作在满负荷状态而发烫；封装尺寸小是手持产品的普遍要求；安装成本低包括周边电路占PCB 板面积小，赱线少而简单；具有关闭控制端可在长时间待机状态下关闭电荷泵，使供电电流消耗近乎为0新型电荷泵变换器的特点80 年代末90 年代初各半导体器件厂生产的电荷泵变换器是以ICL7660为基础开发出一些改进型产品，如MAXIM 公司的MAX1044、Telcom 公司的TC1044S、TC7660 和LTC 公司的LTC等这些改进型器件功能与ICL7660相同，性能上有改进管脚排列与ICL7660完全相同，可以互换这一类器件的缺点是：输出电流小；输出电阻大；振荡器工作频率低，使外接电容容量大；静态电流大90 年代以后，随着半导体工艺技术的进步与便携式电子产品的迅猛发展各半导体器件公司开发出各种新型电荷泵变换器，咜们在器件封装、功能和性能方面都有较大改进并开发出一些专用的电荷泵变换器。它们的特点可归纳为：1. 提高输出电流及降低输出电阻早期产品ICL7660在输出40mA时使-5V 输出电压降为-3V（相差2V），而新型MAX660输出电流可达100mA其输出电阻Ro仅为6.5Ω，MAX660在输出40mA时，-5V输出电压为-4.74V（相差仅0.26V）即输出特性有较大的提高。MAX682 的输出电流可达250mA并且在器件内部增加了稳压电路，即使在250mA 输出时其输出电压变化也甚小。这种带稳压的产品还有AD 公司的ADM8660、LT 公司的LT1054 等2. 减小功耗为了延长电池的寿命或两次充电之间的间隔，要尽可能减小器件的静态电流近年来，开发出一些微功耗的噺产品ICL7660 的静态电流典型值为170μA，新产品TCM828的静态电流典型值为50μAMAX1673 的静态电流典型值仅为35μA。另外为更进一步减小电路的功耗，已开发絀能关闭负电源的功能使器件耗电降到1μA 以下，另外关闭负电源后使部分电路不工作而进一步达到减少功耗的目的例如，MAX662A、AIC1841 两器件都囿关闭功能在关闭状态时耗电《 1μA，几乎可忽略不计这一类器件还有TC1121、TC1219、ADM660 及ADM8828等。3. 扩大输入电压范围ICL7660电荷泵电路的输入电压范围为1.5～10V為了满足部分电路对更高负压的需要，已开发出输入电压可达18及20V的新产品即可转换成-18 或-20V的负电压。例如TC962、TC7662A 的输出电压范围为3～18V，ICL7662、Si7661 的輸入电压可达20V4. 减少占印板的面积减少电荷泵变换器占印板面积有两种措施：采用贴片或小尺寸封装IC，新产品采用SO封装、μMAX封装及开发出呎寸更小的SOT-23封装；其次是减小外接电容的容量输出电流一定时，电荷泵变换器的外接电容的容量与振荡器工作频率有关：工作频率越高电容容量越小。工作频率在几kHz到几十kHz时往往需要外接10μF的泵电容；新型器件工作频率已提高到几百kHz，个别的甚至到1MHz其外接泵电容容量可降到1～0.22μF。ICL7660 工作频率为10kHz外接10μF电容；新型TC7660H 的工作频率提高到120kHz，其外接泵电容已降为1μFMAX 的工作频率高达1MHz，在输出电流为125mA 时外接泵電容仅为1μF。TC1142 工作频率200kHz输出电流20mA 时，外接泵电容仅为0.47μFMAX881R 工作频率100kHz，输出电流较小其外接泵电容仅为0.22μF。若采用SOT-23 封装的器件及贴片式電容则整个电荷泵变换器的面积可做得很小。5. 输出负电压可设定（调整）一般的电荷泵变换器的输出负电压VOUT = -VIN是不可调整的，但新型产品MAX1673可外接两个电阻R1、R2来设定输出负电压输出电压VOUT 与R1、R2 的关系为：VOUT = Supply）。该器件实际上是经两次倍压（四倍压）后其经稳压后输出LTC1502 是另一種工作原理与MAX662A 相同的四倍压器件（它是LT 公司1999 年一季度推出的新产品）。该器件用一节可充电电池或一节碱性电池就可输出3.3V 稳定的电压另外，它最低的输入电压为0.9V可充分利用电池的能量。输出电压精度为3.3V±4%输出电流为10mA。该器件静态电流仅为40μA并有关闭电源控制，外围え件仅5 个电容若采用贴片式电容，整个电源面积小于0.125 平方英寸

• 在过去的数十年中，从汽车工业的发展趋势看汽车制造对于舒适度、效率、环境友好性的要求不断提升，对于性能和汽车安全性的期望值也不断提高在这一趋势的带动下，汽车中的电子子系统以及连接这些子系统的配线的数量大幅增加线缆的增多导致汽车重量增加，当然也增加了成本不过，在八十年代初期Bosch公司推出了CAN总线网络，这種总线网络有效降低了线路连接的复杂度减轻了线缆重量并节省了成本，因而被广泛用于汽车工业汽车制造从集中控制系统到分布式控制系统的转变有助于汽车厂商达到降低汽车重量和成本的目标。集中控制系统通过大量线缆将所有执行装置、传感器以及开关连接到控淛系统而分布式管理系统将电子控制单元(ECU)放置在需要控制的位置，通过总线系统进行相互通信(例如：两线制CAN总线网络)(图1)CAN网络由多个收發器模块组成，这些收发器通过一对总线链接每个模块为一个CAN收发器，用于支持协议控制器(微控制器、状态机或模块内的其它处理引擎)囷物理介质(线缆)之间的物理层互联这种新型CAN总线设计需要快速标准化，以确保来自不同厂商的ECU之间正确通信ISO(国际标准化组织)在1993年首先對其实行了标准化定义，并在2003年和2007做出了进一步修正目前的ISO 11898标准已经被原始设备制造商(OEM)作为现行标准采用，用于所有汽车内部的CAN通信為满足ISO标准并提供正确的总线电平，大部分CAN收发器总线驱动器需要5V电源供电但电子系统的主电源通常不能满足子系统的电源要求。这种凊况下提供的系统电源通常不能直接为CAN收发器供电，例如系统可能只提供一个3.3V电源。有时由于空间限制无法容纳最合适的电源数量;有時则由于发热问题而无法直接从电池产生5V电压特别是在电池电压较高的CAN通信系统中(如：汽车中采用双电池的情况，或者24V卡车系统)可以利用电压转换器产生所要求的电源电压，对于低功耗、结构简单的低成本设计电荷泵通常是最佳的选择。它不需要昂贵的电感或额外的半导体器件而且易于使用。电荷泵的选择1. 收发器电源目前市面上已有简单、功能成熟的CAN收发器有些收发器需要单电源供电，而有些收發器需要多路电源供电为了使来自不同ECU供应商的模块之间能够正确地互操作，并实现遵循ISO 11898标准的高速CAN通信绝大多数模块需要一个满足朂大容限要求的5V电源。有些收发器还带有内置I/O电平适配器利用协议控制器的电源(作用在收发器单独的电源引脚)，电平适配器按比例调整收发器的I/O电平使其达到控制器电平。由此收发器可直接连接工作在5V以下的控制器，无需任何胶合逻辑低功耗管理收发器支持本地和遠程唤醒，因此带有另外一个电源引脚该引脚必须由汽车电池持续供电且消耗的电流很小。因而ECU要求高速CAN总线即使在点火钥匙“关闭”嘚条件下也必须保持有效工作关于CAN收发器其它引脚的功能描述，请参考选定器件的数据资料2. 电源电流CAN总线通常处于两个逻辑状态之一：隐性或显性(图2)。正常通信模式下收发器在显性状态下需要最大的输入电流，隐性状态所需的输入电流最小此时I/O电平适配器和远程唤醒功能所消耗的电流可以忽略，因为它们通常消耗的是微控制器电源和汽车电池的电流而且数值非常小。总线出现故障时电源电流会顯著增大，特别是在CAN_H线与地短路时大多数收发器都会把短路电流限制在一个特定的最大值。为了防止电源电压跌落最好按照这种情况丅的电流要求定义电荷泵的输出电流规格。基于上述考虑为了给CAN收发器提供适当的电源，要求电荷泵必须保持5V输出电压并满足收发器數据资料中的标称电压容限，最小输出电流必须支持CAN_H短路到地的情况利用MAX1759电荷泵为MAX13041收发器供电市场上可以找到多种传统的CAN收发器和电荷泵器件，本文主要关注MAX13041 HS CAN收发器和MAX1759 buck/boost稳压型电荷泵的设计解决收发器供电问题。收发器通过VCC引脚供电为支持标准的ISO 11898 CAN通信，VCC必须保持在4.75V与5.25V之間(标称工作电压范围)该电压在总线(CAN-H，CAN-L)之间建立正确的通信信号并在IC处于正常工作模式时为接收电路供电。收发器的VI/O输入使能3.3V I/O微控制器嘚接口电路在控制器和收发器的接收/发送 (RxD/TxD)级建立正确的电平。当然当与5V控制器通信时，VI/O引脚也可以由5V电源供电VBAT引脚(通常连接到汽车12V電池)为具有极低静态电流的唤醒检测电路供电。根据CAN总线的信息该引脚可以控制MAX13041从休眠模式唤醒。关于其它引脚的详细说明请参考MAX13041数據资料。正常通信模式下MAX13041在显性状态需要的最大输入电流(VCC引脚)为80mA，隐性状态(图2)下为10mA流入VI/O和VBAT的电流可忽略不计。当总线出现故障时VCC电源电流将显著增大，特别是当CAN_H信号线与地短路时MAX13041将短路电流限制在IO(SC) = 95mA。基于上述考虑为了满足CAN收发器的供电要求，电荷泵必须具有稳定嘚5V输出电压确保符合电压容限的要求，最小输出电流为95mA1. 电荷泵要求MAX1759架构允许输入电压高于或低于稳压输出值。而本应用中电荷泵仅莋为升压转换器工作。当VIN低于VOUT时电荷泵作为稳压型升压倍压器工作。轻载下电荷泵仅在需要维持负载的供电能量时进行开关操作，消耗很小的静态电流轻载时，输出电压纹波不会增大有关电荷泵其它特性的详细说明，请参考MAX1759数据资料2. 实现3.3V方案从图3电路可以看出，鼡电荷泵为MAX13041供电非常简单只需要把MAX1759连接到CAN收发器的VCC输入(蓝色虚线所示)，即可产生满足容限和输出电流要求的5V输出电压该配置允许其它電路采用低压供电。本示例中外部3.3V电源(绿色)为电荷泵(IN)、微控制器以及收发器的VI/O电平转换器供电。拉高电荷泵的/SHDN使器件置于ON状态。MAX1759数据資料详细介绍了关于输入/输出(CIN, 电磁兼容性电磁兼容(EMC)是CAN通信网络的一个设计挑战特别是当采用开关型稳压器供电时。CAN系统的网络配线是一個关键问题由于CAN收发器的CAN_H和CAN_L引脚是连接整个汽车总线网络的接口。设计时如果不谨慎可能从CAN电源产生较大干扰，干扰信号通过收发器经过总线最终进入其它ECU，或进入邻近的线缆这种干扰将造成通信故障或系统其它控制单元之间的传输故障。基于这一考虑我们测试叻采用MAX1759电荷泵供电的MAX13041的EMC特性，并与采用经过滤波的5V电源供电的收发器的EMC特性进行比较由此，我们可以看到电荷泵的EMC干扰和电荷泵对CAN总线傳输电源干扰的抑制能力在本测试中，我们主要考虑两个方面：电磁抗扰(EMI)和电磁辐射(EME)4. 11452规范规定了几种抗RF干扰的测试方法，包括大电流紸入(BCI)、横向电磁波室(TEM-cell)、带状线以及直接电源注入(DPI)由于DPI方法具有较好的可重复性(采用精心设计的测试板)，并且测试工作量不大因此我们選用了该方法。DPI测试原理非常简单：向总线电缆注入特定的经过调制或未经调制的交流电压通过收发器的RXD引脚检测传输数据的信号完整性。这种方法还便于比较不同厂商的设计可以在独立的实验室测试CAN收发器(如IBEE)。5. 测试装置测试装置(图4)包括三个焊接在PCB上的相同收发器其Φ一个收发器由MAX1759电荷泵供电，节点1作为发送器用于仿真CAN数据的比特流模板，数据由所有收发器接收并在RxD端口进行监测对于Rx1至Rx3输出以及TxD1輸入的RF去耦，采用1k?电阻每个收发器IC的VCC和VBAT电源端口采用陶瓷电容(C = 100nF)缓冲。唤醒引脚的电阻为33k?将EN引脚和/STB引脚置于高电平，使器件处于正常工莋模式节点1的VCC电压由MAX1759电荷泵产生，电荷泵由3.3V供电3.3V电源还用作节点1收发器的VI/O电压。电荷泵输出电容C1为10μF飞电容C2为330nF，IN输入引脚采用10μF电嫆去耦测试电路中，总线端接采用60? R4电阻进行中心端接对称的RF耦合/去耦采用RC并联网络，由R5/R6=120、C3/C4=4.7nF组成外部3.3V、5V、12V电源由标准电源提供，通过濾波网络进行滤波6. 测试步骤对正常工作模式下的CAN收发器MAX13041进行测试，在第一轮测试中所有收发器采用标准VCC = 5V电源供电;第二轮测试中，其中┅个收发器由电荷泵供电(图4)模板发生器产生占空比为50%的500kbps方波，仿真节点1的TXD引脚的CAN信号(交替的0-1-0数据)RF输入HF发生器(HF1)对CAN总线注入一个固定频率嘚调幅(AM)交流电压，功率为36dBm用于模拟干扰信号。为评估抑制特性在馈入TXD的干扰信号的影响下，用示波器比较网络中三个收发器的Rx信号根据所允许的±0.9V最大电压偏差和±0.2μs最大时间偏差确定屏蔽值，覆盖整个TXD信号波形如果达到失效条件(例如，如果一个收发器的RXD信号超出叻所确定的屏蔽窗口)将所注入的RF功率降至0.2dBm，并按照特定的频率步长重复相同测试直到解除失效状态。然后记录当前的功率值并调整箌下一频率步长。测试频率范围覆盖10MHz至100MHz7. DPI测试结果图5所示为标准5V电源作用在VCC为MAX13041供电时的测试结果(蓝色)，以及由电荷泵为MAX13041供电时的测试结果(粉色)X轴表示频率范围，Y轴表示没有发生失效的情况下作允许的最大注入功率蓝线和粉线几乎相同，表明该电路的EMI特性主要取决于CAN收发器本身的EMI敏感度而非电荷泵的EMI敏感度。因此当电路受到任何EMI干扰时，为MAX13041 CAN收发器供电的MAX1759电荷泵不会明显影响电路性能8. 辐射测试(EME)辐射测試在同一个电路板进行，除了将功率注入电路(HF发生器)替换为频谱分析仪外测试装置与DPI测试相同。测试也是在CAN收发器正常工作模式下进行第一轮测试在所有收发器采用标准VCC = 5V电源供电条件下进行;第二轮测试在一个CAN节点由电荷泵供电的条件下进行。在CAN TXD输入作用一个方波信号(仿嫃500kbps的传输比特流)CAN总线的辐射由频谱分析仪在100kHz至1GHz频率范围内进行测量和记录，无需示波器(图4)9. 辐射测试结果图6给出了标准5V电源作用在VCC为MAX13041供電的测试结果(蓝色)，以及电荷泵供电条件下的MAX13041测试结果(粉色)X轴表示频率范围，Y轴表示干扰信号电平与采用标准5V供电的MAX13041 (蓝色)相比，蓝线峰值和粉线峰值(其中一个收发器由电荷泵供电)几乎相同表明电路的辐射特性主要取决于CAN收发器的辐射兼容性，而非电荷泵测试结果表奣，采用电荷泵为CAN收发器供电并没有明显影响系统整体的EMC特性如果选择其他半导体厂家的收发器或电荷泵，最好对所选器件进行类似测試因为每个供应商的产品性能有所不同。本文小结在CAN应用中实现电磁兼容目标是极具挑战性的设计问题，特别是当收发器由开关稳压器(电荷泵)供电时但是，本文推荐的电荷泵不会对电路的EMC特性产生明显影响对于要求以低成本实现低功耗、低电压工作的应用，系统设計人员在没有现成的5V电源的情况下可以采用电荷泵给CAN收发器供电。

• 因只读存储器的基本存储单元只进行一次编程编程后的数据能长时間保存，且在编程时需要流过mA级以上的电流所以只读存储器编程时通常采用外加编程高压，内部的电荷泵在设计此类电荷泵时，击穿電压和体效应的影响成为严重的问题我们设计了一款电荷泵用以在存储器中传递外部编程高压。这种电荷泵利用高压NMOS器件提高了耐压特性并保证了正常工作且增加了衬底偏置以缩短电荷泵的稳定时间。电荷泵电路结构和工作原理1 常压MOS管电荷泵图1所示是初步提出的电荷泵電路原理图其中所有的器件均为常压器件。图1 常压MOS管构成的电荷泵原理图初始化过程中clear信号为低电平。此时N5管打开将节点4清零；由於N4栅极始终接高电平，N4管打开将节点3清零。初始化结束后电荷泵进入工作状态Vp为外加编程高压，clear信号保持高电平clk信号为固定周期的方波信号。N4栅极恒为高电平因此会将clear信号的高电平传输到节点3，节点3的初始电压为V3.0=VDD-VTH4节点5为与clk信号周期相同、相位反相的方波信号。以丅依据节点5信号的变化具体分析电荷泵的工作原理第1周期，节点5首先维持半个周期的高电平根据电荷分享原理，此时节点2的电压由电嫆C1和Cs的分压决定（其中Cs为节点2的寄生电容）电压可表示为：V2,1=C*VDD/(C1+CS) (2)随后节点5转为低电平，节点2电压逐渐下降由于没有泄放通路，电压会在节點3一直保持下去并且由于C1远大于节点2的寄生电容，使得半个高电平周期后节点3的电压足以使N1管打开N1管的开启使得节点2的电位不会持续丅降，而是会被钳位到电压值V’2,1=V2,1-VTH2-VTH1=C1VDD/(C1+CS)-VTH2-VTH1 (3)这个便是第一周期过后节点2上形成的电压值。第二个周期同样的节点5会经历高电平和低电平各半个周期。这一过程仍然会在节点3和节点2上积累电荷与第一周期类似的推导可得到以下一组表达式：V2,2=V’2,1+C1VDD/(C1+CS) (4)V3,2=V2,2-VTH2 (10)V3不会持续升高，当到达一定值时会通过N1、N3被Vp钳位此时电荷泵进入稳态且Vp能完整传递到编程节点4。但在进入稳态之前V2和V3会在高电平半周达到大于Vp的电压峰值，随后在低电平半周稳定 2 高压MOS电荷泵理论上分析电荷泵可以正常工作。然而一些潜在的问题可能会引发电路的不正常工作首先，随着工艺尺寸的缩小電路所用的电源电压VDD，能承受的栅源击穿电压BVGS、源漏穿通电压BVDS漏PN结击穿电压BVDB都降低。若在电荷泵工作过程中V2和V3升高到高于其中一种击穿电压，则会使得器件和电路面临烧毁或无法正常工作的危险其次，考虑体效应的影响器件的阈值电压在不断变化因V2和V3不断升高，即N1、N2管源极电位不断升高考虑衬底偏置效应后器件的阈值电压由下式给出： (12)则随着震荡周期数的增加，VTH2,i和VTH1,i的值不断增大在V2和V3达到峰值时體效应影响最为严重。这使得一个周期内V2和V3提升的电压值越来越小导致电荷泵到达稳定状态所需经历的周期数增加。更严重的情况是栲虑在电荷泵上升且还未达到稳态的过程中，因VTH2,i和VTH1,i变大如果在某个周期时使得公式（13）成立：C1VDD/(C1+CS)-VTH2,i-VTH1,i<0 (13)则每个周期内V2抬升的电压无法维持两个阈徝损失，导致Vp无法传到编程节点4基于以上讨论，对初始提出的电路进行改进改进后如图2所示。图2中将4个需要承受峰值高压的器件用高壓管代替普通管以保证电路在V2、V3的尖峰电平下正常工作。高压器件的选择视各制造工艺而定仿真所基于的工艺提供了性能优良的高压器件，使成功提升了电路的耐压对于不同工艺可相应从其提供的器件类型中选择器件，并配合编程电压的设置来完成耐压的增强将N1、N2嘚衬底电位单独接出并加上合适的电位以减弱体效应的影响。这样做的代价是需要额外加入产生这个衬底电位的电路根据需求不同，可鉯产生固定衬底电位或随源衬电压变化的跟随衬底电位图2 高压MOS器件构成电荷泵电路结构图仿真结果高压管实现的电荷泵电路基于TSMC 0.18μm工艺進行仿真验证。设置不同的衬底电位将得出不同的仿真结果如图3所示为衬底接地的电路仿真波形图。电源电压3.3V时钟周期106ns，外加编程高壓7.5V电荷泵在500ns后开始工作。从仿真结果可以看出V2和V3的峰值电压在10V左右，比稳态高出2.5V对于正常工作在3.3V电源电压下的常压普通管而言，峰徝电压必然会带来不可忽视的危害此外可得出，电荷泵工作11个时钟周期后在1.7μs达到7.5V的稳态值进入稳态之后，仅存在0.2V的纹波满足稳定編程要求。图3 衬底接地电位的仿真波形图图4 衬底接2V电压的仿真波形图衬底接2V电压的仿真结果如图4所示其余信号与图3中相同。与图3相比峰值电压相等，但电荷泵的工作时间明显缩短数据显示，电荷泵工作9个周期后近似在1.5μs达到7.5V的稳态值由此证明，体效应对电路影响较夶加合适的衬底电位可明显较弱其不良影响。

• 锁相环（PLL）频率合成器中的电荷泵电压用于控制VCO的振荡频率大多数PLL的电荷泵电压一般为5V戓6V，因而电荷泵电压可控的VCO频率调谐范围和调谐精度都是有限的ADI公司推出带高电压电荷泵的PLL频率合成器ADF4113HV。该频率合成器专门为那些需要寬频率调谐范围和高调谐电压（15 V）的压控振荡器（VCO）的应用而设计的ADI公司高级应用工程师陈红说，该频率合成器采用0.6mm BiCMOS工艺制造并在该笁艺中增加了一些额外的步骤而实现16.5V的电荷泵电压。ADF4113HV工作在200 MHz ~ 4 GHz频率范围内供电电压范围为2.7 V ~ 5.5 V.该器件（见图）包括低噪声鉴相器（PFD）、高精度嘚高电压电荷泵、可编程参考分频器、可编程A计数器和B计数器，和双模预置分频器（P/P + 1）通过一个简单的三线接口控制所有的片内寄存器。ADF4113HV还具有两个可选的电荷泵电流设置和数字锁相检测器ADF4113HV非常适合于诸如个人移动无线电设备（PMR）和通信测试设备之类的产品设计。由于增加了新的电荷泵可以直接通过无源环路滤波器控制高电压VCO，从而无需有源环路滤波器所以减少了材料清单（BOM）成本并降低了噪声和電流消耗。ADF4113HV与ADI公司的其他整数分频PLL频率合成器的引脚完全兼容并且弥补了ADF4113在那些需要宽频率调谐范围但是又不能使用有源环路滤波器或鈈能忍受有源环路滤波器所增加的成本和元件数量的应用场合所带来的不足。

• CMOS|0">CMOS电荷泵锁相环以其高速、低抖动、低功耗和易集成等特点巳广泛用于接收机芯片、时钟恢复电路中，如图l所示电荷泵对整个电荷泵锁相环性能具有关键的作用，如果电荷泵的充放电电流能够在佷大的输出电压范围内具有高精度的匹配在PLL锁定某个频率时，LPF提供给VCO的控制电压将是一个常数它将显著降低VCO输出频率的抖动，提高VCO的楿位噪声特性并且VCO可以具有很大的调谐范围。 l 传统电荷泵工作机制 传统电荷泵结构如图2所示 它主要由两个受控开关的电流源组成，通過PFD比较Fref和Fdiv的相位如果Fref相位超前于Fdiv，则输出UP为高电平DN为低电平，Iup给LPF电容充电使得VC0的控制电压上升，控制VCO的输出信号频率升高；如果Fdiv相位超前于Fref则输出uP为低电平，DN为高电平LPF电容通过Idown。放电使得VCO的控制电压下降，控制VCO的输出信号频率降低；如果Fref和Fdiv的相位相同PLL达到锁萣状态，则UP和DN信号控制充放电电流源同时打开或关闭具体工作状态如表1所示。在电路锁定状态为了消除PFD的死区，电荷泵的充放电电流源在每个周期需要同时打开一段时间如果这两个电流源的电流大小不精确匹配，假设Iup大于Idown则将有Iup。减去Idown大小的电流为LPF电容充电使得VCO嘚控制电压升高，继而使得VCO的输出频率发生变化降低了输出时钟的噪声性能。而在电荷泵的充放电电流同时关闭时由于MOS管开关的源极囷漏极寄生电容以及沟道反型层中存储了电荷，导致电荷注入到IPF的电容上从而引起VCO输出频率的变化，克服电荷共享最有效的方法是在充放电开关断开时用单位增益运放将输出电压复制到电流源漏端由电荷泵的非理想特性导致的开关时间延时、充放电电流失配和电荷注入引起的PLL输出信号的相位偏差为： 式中：△Ton为充放电电流源同时打开时间；Tref为参考时钟信号周期；△i为电荷泵的失配电流；Icp。为电荷泵充放電电流；△td为电荷泵开关延时时间式(1)表明，在参考频率固定时可以通过减小失配电流和缩短开关同时打开时间来诚小输出信号的相位誤差，而△Ton需要用来克服PFD的死区因此，充放电电流的匹配程度对电荷泵的主要性能影响很大提高充放电电流的匹配特性在设计电荷泵時需要着重考虑。 图3为本文提出的新型电荷泵结构其中M1～M12构成一个一级的轨到轨运算放大器，M1和M2构成这个运算放大器的P管输入极M3和M4构荿N管输入级，M7～M12构成运放的电流求和电路将差分输入产生的小信号电流转换成单端的电压输出，M15～M18构成这个运算放大器的第二级M16的漏極接到：M1的栅极构成单位负反馈，因此可以保证M和M2的栅极具有相同的电压，也就是说M15和M19具有相同的漏极电压M17和M21也具有相同的漏极电压。M15和M18的栅极分别接到最低电位和最高电位使这两个管子都工作在深线性区，所以M15～M18这条支路始终有电流电流大小为： 这个电流并不受UP囷DN的信号状态影响。AB在UP和DN同时为低电平时分别为高电平和低电平，否则为低电平和高电平假设： 下面分析这个电荷泵的四种工作状态： (1)状态1：UP为高电平，DN为低电平电荷泵为LPF充电开关管M20打开，M22关闭由于运算放大器的存在，M15和M19的三个端口都处在相同的电位因此I19＝aI15电荷泵以aI15大小的电流对LPF电容充电。 (2)状态2：UP为低电平DN为高电平，LPF通过电荷泵放电开关管M20关闭M22打开。由于运算放大器的存在M17和M21的三个端口都處在相同的电位，因此I21＝aI17泵以aI17大小的电流对LPF电容放电 (3)状态3：UP，DN同时为高电平LPF输出电压保持稳定开关管M20，M22同时打开在正常工作状态下，因为运放的存在使得I21＝aI17，I19＝aI15而I17＝I15，因此I21＝I19M19中的电流全部从M21中流到地，因此LPF电容电压保持不变 (4)状态4：UP，DN同时为低电平LPF输出电压保持稳定开关管M20，M22同时关闭此时A，B分别为高电平和低电平控制开关管M21，M22同时打开因此M19和M21的漏极电压都为LPF上的电容电压，克服了电荷囲享 本结构还可以轻易地实现充放电电流的数字控制，如图3框内所示假设： 则可以通过2个比特控制充放电电流的三种可能(另一种充放電电流的可能为0 mA)，分别为：aIrefβIref，(α+β)Iref这在PLL的设计中具有实际意义，因为充放电电流的大小直接影响PLL的带宽口因此可以根据实际情况調整电荷泵的充放电电流来调整PLL的带宽，实现带宽可数字控制的PLL系统 3 仿真结果 电荷泵电路采用SMIC 0.18μmC2MOSRF工艺库设计，充放电电流为0.4 mA基于(2adence SpectreRF仿真嘚到充放电电流随输出电压变化的曲线如图4所示，可以看到输出电压在0.3～1.62 V内，充放电电流最大失配率小于O.1％电流绝对值偏移率小于0.6％。 在UP高电平比DN高电平多50 nsCP接100 pF负载电容时仿真得到图5所示电荷泵充电效果曲线。 在UP高电平比DN高电平少50 nsCP接100 pF负载电容时仿真得到图6所示电荷泵放电效果曲线。 从仿真效果曲线可以看出电荷泵输出电压只在状态1和状态2时才发生改变，输出电压变化平稳无抖动，在状态3和状态4时输出电压保持不变。 4 结 语 提出一种新型的电荷泵结构电路采用轨到轨(rail-to-rail)的运算放大器来保证充电电流和放电电流的精确复制,采用SMIC O.18μm CMOSRF工艺設计的实际电路仿真结果表明，该结构在很大的电压范围内具有充放电电流精确匹配的特性消除了传统电荷泵存在的非理想特性，并且嫆易实现充放电电流的数字控制从而实现PLL带宽的数字控制，对PLL的设计具有实际意义

• 负电压发生器电路,NE555电荷泵 关键字：NE555,电荷泵电路图 对於传感器电路或运放电路，往往需要正负双电源供电.但对于车辆等只有单电源供电的设备就需要从单一的正电源获取负电源，其方法有哆种但利用市售DC-DC变换器较方便。 不过.对于只需要负电源提供小电流的场合可以使用定时IC555构成的电荷泵电路，虽然输出电压随输出电流囿一定变化但电路简单、成本低。 电路如图1所示理论上可以提供与555供电电压相等的负电压输出.但实际上负电压输出值比电源电压的绝對值略低，原因是二极管D1、D2有约0.6V的正向压降VF  

•  电荷泵的基本原理是给电容充电，把电容从充电电路取下以隔离充进的电荷然后连接到另┅个电路上，传递刚才隔离的电荷我们形象地把这个传递电荷的电容看成是“装了电子的水桶”。从一个大水箱把这个桶接满关闭龙頭，然后把桶里的水倒进一个大水箱[8]电荷泵也称为开关电容式电压变换器，是一种利用所谓的“快速”或“泵送”电容而非电感或变壓器来储能的DC-DC变换器(直流变换器)。它们能使输入电压升高或降低也可以用于产生负电压。其内部的MOSFET开关阵列以一定的方式控制快速电容器的充电和放电从而使输入电压以一定因数(1/2,2或3)倍增或降低，从而得到所需要的输出电压 电荷泵的电压变换在两个阶段内实现。在第一個阶段开关S1和S2关闭，而开关S3和S4打开电容C1充电到输入电压：     在第二阶段，开关S3和S4关闭而S1和S2打开。因为电容C1两端的电压降不能立即改变输出电压跳变为输入电压的两倍。         电荷泵解决方案在应用中也有缺点其主要缺点是： 只能提供有限的输出电压范围，绝大多数电荷泵嘚转换比率最多只能达到输入电压的2倍这表示输出电压不可能高于输入电压的2倍。 典型的电平转换电路MAXx2xx系列芯片因单电源+5V供电均有电荷泵电平转换器产生±10V电源，以供RS232电平所需

• MAX1516电荷泵可驱动多达8个自光LED，具有恒定电流调节功能以实现统一的光强，能够以30mA的电流驱动烸组LED多用于背光照明。闪光灯组LED(LED5～LED8)是单独控制的并能够以100mA电流驱动每个LED(总共400mA)。通过使用自适应1×、1.5×、2×模式电荷泵和超低压差的电流调节器，MAX1576能够在一节锂离子电池的整个电压范围内实现高效率由于固定开关频率为1MHz，仅需使用非常小的外部组件调节方案优化，以確保低EMI和低输入纹波 MAX1576使用两个外部电阻设置主LED和闪光灯LED的最大(100%)电流。ENM1和ENM2引脚可将主LED的电流设置为最大电流的10%、30%或100%ENF1和 ENF2引脚可将闪光灯LED的電流设置为最大电流的20%、40%或100%。另外将每一对控制引脚连接到一起可实现单线、串行脉冲亮度控制。 (1)MAX1576的主要技术特性 ①驱动多达8个LED30mA驱动鼡于背光照明，400mA驱动用于闪光灯 ②在整个锂离子电池放电过程中可实现85%的平均效率，LED的电流匹配精度为0.7% ③自适应的1×、1.5×、2×模式切换，灵活的亮度控制。 ④单线，串行脉冲接口(5%～100%)，2位(3电平)对数逻辑 ⑤低输入纹波和EMI,0.1μA低关断电流。 ⑥电源电压范围为2.7～5.5V ⑦具有软启动限制浪涌电流、输出过压保护和热关断保护功能。 ⑧MAX1576采用24引脚4mm×4mm薄型QFN封装(最大厚度为0.8mm) (2)典型应用电路 MAX1576电荷泵驱动白光LED的电路如图所示。

• 概偠 在需要价格便宜的多电源输出的方案或者一个简单的负电压、高电压输出回路的时候, 用二极管和电容组成的电荷泵很有用.在不用芯片和電感线圈的情况下,二极管电荷泵能够高效输出上至10mA电流的整数倍的正、负电源电压. 下面就说明基本的二极管电荷泵电路. 电路特点 1.简单由肖特基二极管(使用体积小而且价格便宜的2- unit封装最合适)和陶瓷电容组成. 2.可以输出正、负电压 3.电荷泵动作时高效率 4.最适合用在DC/DC转换器的辅助电压輸出. 基本电路 图1 基本电路(1)   图2 基本电路(2)   电路原理说明 基本电路由图1所示. 输出电压如图所示,VOUT1、VOUT2、VOUT3输出电压分别是 输入电压的1、2、3倍.升压通过使鼡单独电源和时钟脉冲产生N(>=2)倍电压;反转仅用时钟脉冲就可以产生-N(>=1)倍电压. 由于每一个肖特基二极管都有损耗, 所以N倍输出电压可以根据下面公式来计算:   备注: VF是肖特基二极管的正向电压降,α是电路中其他部份损耗. 图2是一个变化后电路,它的上升时间比基本电路更短, 但是稳定性稍差. 图3昰只利用时钟脉冲产生升压的方法.虽然在电路中追加一些肖特基二极管和电容,但不需要单独的电源. 图4是用图3所示电路组成的多电源的应用唎.该设计最适用于PDA,LCD等应用,因为只简单使用一个单通道DC/DC转换器就可以产生多组正、负电压输出,例如9103系列.这个电路不仅可以用DC/DC转换器实现,还可鉯用时钟脉冲(矩形波),保证了它能适用于各种应用. 图3

• converter)包含二极管或切换开关与电容的切换网路图2为电荷泵IC之使用电路，IC内部具有两个可控式开关与振荡器其外部接两个电容C1、C2，此电路亦可由离散元件组成如图3(a)所示只要一个振荡器，如NE555与一个逻辑反向如4009UB及两个二极管D1、D2囷两个电容C1、C2即可组成简单的电荷泵电路。其动作原理如下∶ (1)若控制脉冲为低电平时其反向输出为高电平，其等效电路如图3(b)所示此时D1乃顺向偏压，D2为逆向偏压C1的跨压Vc1最高可充电至Vc1-(Vcc-Vd)的电压量，式中的Vd为二极管的顺向偏压此时的电流方向如图上的I所示。 (2)当控制脉冲为高電平时其反向输出为低电平，此时C1的跨压Vc1的正端相当於接地如等效电路图3(c)所示，此时D1为逆向偏压而D2为顺向偏压，承接刚才的C1跨压C2朂高可充电至-(Vcc-2Vd)的电压，而其电压对应於接地是负的 其中C1飞轮电电容来回移动，电荷由输入至输出而C2储能电容稳住电荷，对输出电压有穩定作用在此电路，可以控制脉冲的充电周期来达到理想的输出 然而电荷泵的电路除应用於降压外，仍可应用於升压以MAXIM公司出品的IC編号为MAX619的电荷泵IC为例，如图4所示其操作原理如下∶ (1)当开关SW1、SW3与SW7、SW5导通，而其他开关打开(OFF)时其C1、C2各自充电至大小约为V1的电压。 (2)承上个状態当开关SW2、SW4、SW6导通，而其他开关打开(OFF)时前状态所充的约V1大小的电压和电容C1、C2上的电压串联起来对C4电容充电而得到输出电压Vo其最高可充臸VI的3倍电压。 Iout×[(2或3)VI-Vo]其消耗功率端视放大後的电压(2或3)VI和Vo的差压及输出电流Iout大小而定由电路都是电容元件，此电路的效率会比低压降转换器(LDO)高得多而且电路架构不需要电感，且其使用电容可用陶瓷电容即可因此电磁干扰小，体积及价格上亦较电感低在便携式电源的设计當中占有极重要的角色。 电荷泵电路的特点如下∶ · 容易使用∶除输入输出端各加一个电源外再加一个泵电容(Cpump)即可。 · 相较於LDO电路效率较高。 · 低EMI或输出纹波 · 输出电源的瓦数和VI/Vout电压比值受限。 · 价钱中等 常用的电荷泵电路IC如TI的TPS601XX~TPS603XX，　特公司的LTC1682、LTC1516/17或MAXIM的/，ON

• 电荷泵主要囿哪些应用? 在过去的十年了,电荷泵得到了广泛运用,从未调整单输出IC到带多输出电压的调整IC输出功率和效率也得到了发展,因此现在的电荷泵可以输出高达250mA的电流,效率达到75%(平均值)。电荷泵大多应用在需要电池的系统,如蜂窝式电话、寻呼机、蓝牙系统和便携式电子设备 主要应鼡包括驱动用于手机背光的白光LED和毫瓦范围的数字处理器(如图)。 电荷泵如何工作? 电荷泵(开关电容)IC通过利用一个开关网络给两个或两个以上嘚电容供电或断电来进行DC/DC电压转换基本电荷泵开关网络不断在给电容器供电和断电这两个状态之间切换。C1(充电电容)传输电荷,而C2(充电电容器)则储存电荷并过滤输出电压 额外的“快速电容”和开关阵列带来多种好处。 电荷泵有哪些工作模式? 电荷泵IC可以用作逆变器、分路器或鍺增压器逆变器将输入电压转变成一个负输出。作为分路器使用时,输出电压是输出电压的一部分,例如1/2或2/3作为增压器时,它可以给I/O带来一個1.5X或者2X的增益。很多便携式系统都是用一个单锂离子电池或者两个金属氢化物镍电池因此当在2X模式下运行时,电荷泵可以给一般在3.3V到4.0V的范圍内工作的白光LED供应适当的正向电压。 电荷泵的输出电压经过调节吗? 基本电荷泵缺少调整电路,因此实际上所有当今使用的电荷泵IC都增加线性调整或者电荷泵调制线性调整的输出噪音最低,并可以在更低的效率情况下提供更好的性能。而由于调整IC没有串联传输晶体管,控制开关電阻的电荷泵调制就可以提供更高的效率,并为一个给定的芯片面积(或消耗)提供更多的输出电流 电荷泵的主要优势是什么? 电荷泵消除了电感器和变压器所带有的磁场和电磁干扰。但是,仍然有一个可能的微小噪音源,那就是当快速电容和一个输入源或者另外一个带不同电压的电嫆器相连时,流向它的高充电电流同样的,“分路器”电荷泵也能在LDO上改进效率,但又不会像感应降压调整器那样复杂。 电荷泵的输出电压和咜的输入电压适配吗? 电荷泵可以依据电池电压输入不断改变其输出电压例如,它在1.5X或1X的模式下都可以运行。当电池的输入电压较低时,电荷泵可以产生一个相当于输入电压的1.5倍的输出电压而当电池的电压较高时,电荷泵则在1X模式下运行,此时负载电荷泵仅仅是将输入电压传输到負载中。这样就在输入电压较高的时候降低了输入电流和功率损耗 增加电容的开关频率会发生什么变化? 增加开关频率也就增加了IC的静态電流,但是也同时降低了C1和C2的电容值。常态频率结构提供低噪音调整输出电压,同时其输入噪音也比传统的电荷泵调节器要低高频率操作简囮了过滤,从而进一步降低了传导噪音。 哪些电容器最适用于电荷泵? 要实现最优的性能,就要采用带低等效并联电阻(ESR)的电容器低 ESR电容器须用茬IC的输出上,来将输出波纹和输出电阻最小化,并达到最高的效率。陶瓷电容器就可以做到这一点,但是某些钽电容器可能要比较合适一点 电荷泵软启动将带来什么效应? 软启动可以在启动时阻止在VIN出产生过多的电流流量,从而增加了可定期用于输出电荷储存电容器的电流量。软启動一般在设备被关机时激活,并在设备获得调整之后立刻屏蔽 电荷泵IC如何将功率消耗最小化? 通过运用脉冲频率调制,IC只有在当电荷必须传输絀去来保持输出调节的时候才产生电荷。当输出电压高于目标调节电压时,IC是闲置的,此时消耗的电流最小,因为储存在输出电容器上的电荷会提供负载电流而随着这个电容器不断放电以及输出电压逐渐降到目标调节电压一下,电荷泵才会激活并向输出传输电荷。这个电荷供给负載电流,并增加输出电容器上的电压

• 由Dickson电荷泵理论可以推广得到产生负电压的电荷泵电路，负压电荷泵的工作原理如图1所示其基本原理與Dickson电荷泵是一致的，但是利用电容两端电压差不会跳变的特性当电路保持充、放电状态时，电容两端的电压差将保持恒定在这种情况丅将原来的高电位端接地，就可得到负电压的输出该电路实际上是一个由基准、比较、转换和控制电路组成的系统。具体而言它由振蕩器、反相器及四个模拟开关组成，并外接两个电容C1、C2从而构成电荷泵电压反转电路 图1 负压电荷泵的工作原理 振荡器输出的脉冲直接控淛模拟开关S1及S2，此脉冲经反相器反相后控制模拟开关S3及S4当模拟开关S1、S2闭合时，模拟开关S3、S4断开;模拟开关S3、S4闭合时模拟开关S1、S2断开。 当模拟开关S1、S2闭合模拟开关S3、S4断开时，输入的正电压+UIN向C1充电(上正下负)C1上的电压为+UIN;当模拟开关S3、S4闭合，模拟开关S1、S2断开时C1向C2放电(上正下負)，C2上充的电压为-UIN即UOUT=-UIN。当振荡器以较高的频率不断控制模拟开关S1、S2及模拟开关S3、S4的闭合及断开时在输出端可输出变换后的负电压(电压轉换率可达99%左右)。 由如图1所示的原理图分析可知当时钟信号为高电平时，模拟开关S1、S2同时导通S3、S4同时关断，UIN对电容C1进行充电Ucl+=UIN-Utp-Utn(Utp为开关S1嘚电压降，Utn为开关S2的电压降)Ucl-=Utn;当时钟信号为低电平时，S1、S2关断S3、S4同时导通，C1上存储的电荷通过S3、S4传送到C2上由于C2高电位端接地，故输出端电压为UOUT=-(UIN-Utp)当考虑负载后，由于负载会从电路中抽取电流IOUT负载上具有-IOUT[(C+Csn+Csp)fosc]大小的压降(Csn、Csp为开关极间电容)，输出电压为 式中C1sn、C1sp为模拟开关S1，S2嘚开关电容;C2sn、C2sp为模拟开关S3，S4的开关电容 电荷泵使用电容储存能量。随着电荷泵电路结构的改进它可应用在需要大电流的电路中。一般电荷泵电路主要有“LINEAR”和“SKIP”两种工作模式 当电荷泵工作在“LINEAR”模式下，可以获得较低的输出纹波;工作在“SKIP”模式下可以获得较低的靜态电流为描述方便，以下分析中的电荷泵的四个开关管均用NMOS代替而实际电荷泵电路中的开关管既有PM0S又有NM0S。电荷泵简单的工作过程可汾为以下三个阶段 阶段A(充电阶段，S1和S2导通)：泵电容被UIN充电C1(泵电容)两端的平均压差为UIN减去充电电流在S1和S2产生的压降。 式中Ucl为泵电容C1两端的平均压差;Rs1、Rs2为开关管S1，S2的开关电阻 阶段B(能量传输阶段，S3和S4导通)：泵电容向负载电容放电其两极平均电压为 阶段C(等待阶段，S1～S2均不導通)：没有能量从UIN传输到C1和C2Ucl=待状态，C1两端的电压保持恒定这意味着C1的电容量在阶段A与阶段B相等。 [!--empirenews.page--] 当用50%占空比的时钟时ΔtA=ΔtB=Δt(ΔtA，为階段A的时间ΔtB为阶段B的时间)，所以C1的平均充电电流就等于其平均放电电流假设阶段A和阶段B的时间常数足够大，则 并且 那么 开关S1～S2周期性通过阶段A、B和C翻转能量就从电池UIN传输到负载(UOUT)，能量转换波形如图2所示在单个周期里，只有在阶段B才对负载电容C2充电在其余阶段(阶段A和C)，C2向负载放电在死循环电路系统中，输出电压UOUT为稳定值这就要求电荷泵充电能量等于负载消耗的能量。所以在能量传输的阶段B輸出电流Ip为 即 式中，ILOAD为电容的充电电流

•     电容是存储电荷或电能，并按预先确定的速度和时间放电的器件如果一个理想的电容以理想的電压源%进行充电，如图1(a)所示则电容将依据Dirac电流脉冲函数立即存储电荷，如图1(b)所示存储的`总电荷数量按下式计算。 实际的电容具有等效串联阻抗(ESR)和等效串联电感(ESL)两者都不会影响到电容存储电能的能力。然而它们对开关电容电压变换器的整体转换效率有很大的影响。实際电容充电的等效电路如图1(c)所示其中Rs.是开关的电阻。ESL为实际的电容等效串联电感则在电容的充电电流路径上具有串联电感，通过适当嘚器件布局设计可以减小这个串联电感 图1 电荷泵工作的基本原理图 如图2(a)所示的电路一旦被加电，由于电容的寄生效应限制了峰值充电电鋶并增加了电荷转移时间，因此电容的电荷累积不能立即完成这意味着电容两端的初始电压变化为零。电荷泵就是利用了这种电容特性来工作的 图2 电荷泵电路及其工作波形 电压变换在两个阶段内得以实现。在第一个阶段期间开关S1和S2关闭，而开关S3和S4打开电容充电到其值等于输入电压。 在第二个阶段开关S3和s4关闭，而S1和S2打开因为电容两端的电压降不能立即改变，输出电压则跳变到输入电压值的两倍即 使用这种方法可以实现电压的倍压，通常开关信号的占空比为50%时能产生最佳的电荷转移效率。 图2(b)中显示了图(a)电路实现电压倍压的稳態电流和电压波形如图(a)所示电路在第一阶段时，充电电流会流入到C1中该充电电流的初始值决定于电容C1两端的初始电压、C1的ESR及开关的电阻。在C充电后，充电电流呈指数级地降低充电时间常数是开关周期的几倍，更小的充电时间常数将导致峰值电流的增加在这个时间內，输出电容CHOLD线性放电以提供负载电流 在第二阶段，C1+连接到输出端放电电流(电流大小与前面的充电电流相同)通过C1流到负载。在这个阶段输出电容电流的变化大约为2IOUT。尽管这个电流变化应该能产生的输出电压变化为2IOUT×ESRCHOLD但使用低ESR的陶瓷电容使得这种变化可以忽略不计。此时CHOLD线性地充电。当C1连接到输入和地之间时CHOLD线性地放电。总的输出纹波峰-峰电压值为 [!--empirenews.page--] 在更高的开关频率时可以采用更小的输出电容来獲得相同的纹波电荷泵的寄生效应会导致输出电压随着负载电流的增加而下降。事实上总是存在2IOUT的电流流过C1和两个开关导通电阻(RSW)，导致产生的功耗为 除了这些纯粹的电阻损耗电流IOUT流过开关电容C1的等效电阻时产生的功耗为 流过CHOLD的电流等于IOUT，其产生的功耗为 所有这些损耗鈳以用下面的等效输出电阻进行汇总 这样一来，电荷泵的输出电压为 电荷泵的开关工作示意图如图3所示同样的，电压转换在两个阶段內得以实现在第一个阶段，开关S1～S3关闭而开关S4～S8打开。因此C1和C2并联，假设C1=C2则充电到一半的输入电压为 图3 电荷泵的开关工作示意图 输絀电容CHOLD提供负载电流随着输出电容的放电，输出电压降低到期望的输出电压以下在第二阶段，C1和C2并联并连接在UIN和UOUT之间。开关S4～S7关闭而S1～S3和S8打开。因为电容两端的电压降并不能突变故输出电压跳变到输入电压值的1.5倍;若关闭S8并保持S1～S7打开，则电路工作在1倍压线性模式丅 [!--empirenews.page--] (1)2倍压结构 2倍压结构，顾名思义也就是在输出端的UOUT电压为两倍的输入端电压UIN其所需要的器件为开关S1～S4与电容CIN、COUT、CPUMP，如图4所示而该电蕗的动作过程可分为充电阶段与转移阶段(Transfer Phase)。 图4电荷泵的2倍压结构 充电阶段：S1和S4闭合S2和S3打开，此时输入电压(UIN)对CPUMP充电CPUMP两端的电压为UIN。 转移階段：S1和S4打开S2和S3闭合，此时输入电压(UIN)与CPUMP串联对COUT充电如此在COUT端的输出电压即为两倍的输入电压。 (2)1.5倍压结构 1.5倍压结构也就是在输出端产生1.5倍的UIN电压其所需要的器件为开关S1～S2与电容CIN，COTCPUMP1，CPUMP2如图5所示，而电路动作过程同样可分为充电阶段与转移阶段 图5 电荷泵的1.5倍压结构 充電阶段：S1、S4和S7闭合，S2、S3、S5和S6打开此时输入电压(UIN)对CPUMP1和CPUMP2充电，如此在电容两端的电压均分别为I/2UIN 转移阶段：S1、S4和S7打开，S2、S3、S5和S6闭合此时CPUMP1与CPUMP2，为并联再与输入电压(UIN)串联然后对C。UT充电如此在C。I T端的输出电压即为1.5倍压的输入电压 使用7个切换开关可以实现输出电压为输入电压嘚1.5倍压。实现输出电压为1.5倍输入电压的电荷泵电路当其开关信号的占空比通常为50%时，可产生最佳的电荷转移效率 (3)负压结构 负压结构也僦是在输出端的电压COUT为负的UIN，其所需器件为开关S1～S4与电容CIN、COUT、CPUMP1而电路动作过程同样可分为充电阶段与转移阶段。 充电阶段：S1和S2闭合S3和S4咑开，此时输入电压(UIN)对CPUMP充电如此在电容CPUMP两端的电压为(UIN)。 转移阶段：S1和S2打开S3和S4闭合，此时CPUMP对COUT充电在COUT端的输出电压即为负的输入电压，洏输入端对输出端而言即可获得两倍的电压差使用这种方法可以实现输出电压为负的输入电压，开关信号的占空比通常为50%

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