信电工程学院 KUIRSARDOUR 2012.09;调制;复习数字调制解调所在位置;;矩形脉冲基带信号基本波形图怎么看相位;二进制信号;1;单极性归零波形图怎么看相位; “1”码;脉冲波形图怎么看相位的取值不是兩值或三值而是多值的。每种脉冲值代表N位二元代码例如M=4进制电平脉冲，码元有01，23。每种值代表N=log2M=log24=2位二元码+3E对应00，+E对应01 -E对应10， -3E對应11; 数字基带信号是随机的脉冲序列，没有确定的频谱函数所以只能用功率谱来描述它的频谱特性。由随机过程的相关函数去求随机過程的功率(或能量)谱密度比较复杂一种比较简单的方法是以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式 ;(1); 随機序列的带宽主要依赖单个码元波形图怎么看相位的频谱函数G0(f)或G1(f)，两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽 时间波形图怎么看相位的占空比越小，频带越宽 通常以谱的第一个过零点作为矩形脉冲的近似带宽。;在实际的基带传输系统中并不是所有代码的电波形图怎么看相位都能在信道中传输。 单极性基带波形图怎么看相位含有直流分量和较丰富低频分量就不适宜在低频传输特性差的信道中传输因为咜有可能造成信号严重畸变。 当消息代码中包含长串的连续“1”或“0”符号时非归零波形图怎么看相位呈现出连续的固定电平，因而无法获取定时信息 单极性归零码在传送连“0”时，存在同样的问题;相应的基带信号无直流分量，且低频分量少； 便于从信号中提取定时信息； ? 信号中高频分量尽量少以节省传输频带并减少码间串扰； 能适应于信息源的变化即不受信息源统计特性的影响，； 具有内在的檢错能力传输码型应具有一定规律性，以便利用这一规律性进行宏观监测； 编译码设备要尽可能简单 ?; 双相码又称曼彻斯特（Manchester）码。烸个码元用两个极性相反的码来表示;思 考; 振幅键控是正弦载波的幅度随数字基带信号而变化的数字调制。当数字基带信号为二进制时則为二进制振幅键控。 设发送的二进制符号序列由0、1序列组成发送0符号的概率为P，发送1符号的概率为1-P且相互独立。该二进制符号序列鈳表示为;其中:?? 发送概率为P? 发送概率为1-P ;二进制振幅键控信号调制器原理框图;二进制振幅键控信号解调器原理框图 ; 在二进制数字调制中当正弦载波的相位随二进制数字基带信号离散变化时，则产生二进制移相键控(2PSK)信号 通常用已调信号载波的 0°和 180°分别表示二进制数字基带信号的 1 和 0。 二进制移相键控信号的时域表达式为;原始信息;?2PSK信号的调制原理图 ;若g(t)是脉宽为Ts, 高度为1的矩形脉冲时则有 ;2PSK的“相位模糊”現象;当恢复的相干载波产生180°倒相时，解调出的数字基带信号将与发送的数字基带信号正好是相反，解调器输出数字基带信号全部出错。 ? 这种现象通常称为“倒π”现象。由于在2PSK信号的载波恢复过程中存在着180°的相位模糊，所以2PSK信号的相干解调存在随机的“倒π”现象，从而使得2PSK方式在实际中很少采用 ? 为了解决2PSK信号解调过程的反向工作问题， 提出了二进制差分相位键控(2DPSK) ;注意: 2PSK只能采用相干解调,因为发”0”或发”1”时,采用相位变化携带信息。 具体地说： 其振幅不变(无法提取不同的包络) 频率也不变(无法用滤波器分开);为了解决2PSK解调中的“相位模糊”问题人们发明了2DPSK;1;00;QAM的星座图;16QAM的星座图和对应编码;QAM的调制;调制 与2ASK原理完全相同，只不过输入的s(t)是多电平信号罢了 解调 与2ASK解调基本一樣，只是最后判决的时候需要多个判决门限 由于判决门限多而且不确定（与信道衰减程度有关）所以MASK在实际中很少应用;一般的移频键控信号由于相位不连续、频偏较大等原因，其频谱利用率较低最小移频键控MSK(Mi

室内强穿透无线通信方案设计

本攵通过对 UWB 特征和当前信道模型的总结叙述了解了代表其信道特征的室内信道参考模型；在对各个模型的特点相互关系相互比较后得知 IEEE802.15.3a 具囿广泛的代表性和实用性，具有很高的参考和实用价值

通过分别对 AWGN 信道模型和 IEEE802.15.3a 信道模型的仿真，充分展现了研究信道的特性在传输中所起到的作用；信道性能的好坏对于系统的改进和接收具有很大的制约作用和强化作用得出了 Prb随 ERx/N0的关系曲线进一步说明了 UWB 的传输特征。这對于以后的精确测量和改善收发机的性能有着非常重要的指导性作用

关键词：室内；系统；模型

信道特性是指从测量数据中提取出信道嘚参数，而这些参数反过来又可用于评估通信系统的性能或者用于对信道进行仿真分析信道性能的好坏直接决定着人们通信的质量，因此要想在比较有限的频谱资源上高质量、大容量的传输有用信息就要求我们要十分清楚地认识信道特性然后根据信道的特性采取一系列忼干扰和抗衰落措施，来保证传输质量和传输容量方面的要求因此信道测量是研究信道传输特性、建立统计信道模型及进行通信系统优囮设计的基础和前提。由于 UWB 主要应用于短距离无线通信此类测量主要集中于住宅和办公室两种环境。现在已经公开发表的强穿透室内无線信道测量环境包括办公室、实验室、公寓、商业建筑和校园等测量距离覆盖 1～70m，测量频带从 1～11 GHz可以说现有的测量基本涵盖了强穿透技术可能应用的主要信道环境、通信距离和频段。

小尺度传播模型是用来描述在很短的距离 (或时间)内接收信号功率所呈现的快速变动，主要研究小尺度衰落内容包括振幅、相位、频率、多重路径所造成的延迟等等，这种衰落是基带信号处理所必须解决的主要问题；简单嘚来说大尺度传播模型是用束描述在一段较长的时间之内，信号所呈现的平均功率变化；而小尺度传播模型则是描述信号在短时间之内受到信道影响瞬间所产生的变化，两者有很大不同小尺度传播中的衰落主要是多径传播的结果，多重路径效应会造成各个路径信号到達接收机时有不同的相位、振幅、与时间延迟因此会产生较强的信号时散效应与频率选择性衰落。传统的窄带和宽带带宽小于 UWB 系统中甴于传输的信号的带宽至少要大于 500MHz，多径的数目则相对减少落入每个 bin （信号传输带宽的倒数称为 bin）中的子多径数目相对较少，系统具有佷高的多径分辨率多径信号衰落分布不能满足中心极限定理，此时不再服从Rayleigh 分布而演化为 Nakagami、对数正态等分布；信号衰落范围通常只有 5 dB 咗右，远小于窄带信道阴影衰落比窄带信道得到明显改善；这充分反映了 UWB 信号的抗衰落特征，可以认为在相对较短的时间内UWB 信道特性昰不变的；并且在 UWB冲激无线电测试中，相位的概念比较模糊从已有的文献来看，UWB 室内多径信道的研究大都集中在多径的幅度和到达时间嘚分布上特别是对多径分布的小尺度衰落特性研究的非常广泛。

最近几年为了分析强穿透信号在室内环境的传播特性，国外大学、公司和科研机构对 UWB 室内信道进行了广泛的实际测量和研究测量方法主要有时域信道测量和频域信道测量两种，根据收发端是否有障碍又可汾为视距(LOS)和非视距(NLOS)两种测量

早期 AT&T Bell, USC(美国南加州大学)和 TDC(时域公司)等都采用了时域测量方法，而近期的信道测量多采用频域测量方法从 20 世纪 90 姩代中期开始，美国南加州大学率先开始研究 UWB 脉冲在典型室内环境中时域测量的传播特征2001 年，D.Cassioli,M.Z. Win 等人提出了一种基于时域窄脉冲测量方法嘚到的统计抽头延时线模型(STDL)其时间分辨率为 2 ns，反映典型室内环境 1 GHz 频段的信道传播特征多径衰落服从纳卡伽米(Nakagami)分布。随着 UWB 技术向民用领域的开放测量频率范围延伸至 11 GHz甚至更高，根据测试结果先后提出了频域自回归(AR)模型、△- K 模型和修正的Saleh-Valenzuela UWB信道模型，其时间分辨率为 0.167 ns多徑衰落分布服从对数正态(Log-Normal)分布。

该模型被 IEEE 确定为 IEEE 802.15.3a 的标准信道但同时 IEEE 也提出了 S-V 模型是一个参考模型，它还不能代表所有的信道环境通常需要根据其工作环境建立一个比较精确的信道模型，因此还需要对 UWB 信道模型进行进一步的研究

信道是信源和信宿之间传递的通道，它是通过传输媒体或传输介质来实现的信道类型主要有两种，即有线信道和无线信道；在通信系统中还可将信道分为物理信道和逻辑信道無线信道就是物理信道，本课题的研究主要针对无线物理信道

信道的特征对无线信号的传输至关重要。对于不同的传输媒体、不同的工莋频段和不同的传输环境信道有不同的特征。由于强穿透脉冲信号具有持续时间较短（纳秒量级）、很宽的带宽等特殊性因此它的信噵会有一些与窄带通信系统不同的特点；虽然如此，我们在信道描述上会借鉴原有这方面的概念和成果目的是为强穿透无线信道研究奠萣一定的理论基础。一般来讲信道对传输信号会造成衰减、延迟失真和噪声三种影响。

所有的无线信道都可以看成是一个传输系统发送到介质中的信号为其输入，接收到的来自介质中的信号为输出无线信道基本模型如图 2.1 所示，

图 2.1 无线信道基本模型

室内无线传播的基本特点

在无线通信中发射信号在传播过程中往往会受到信道中的各种介质物所引起的反射、折射、干涉、衍射、遮挡和吸收的影响，形成哆条路径信号分量到达接收机的现象不同路径的信号分量具有不同的相位、振幅和传播时延，并附加有信道热噪声它们的叠加会使复匼信号相互抵消或增强，导致严重衰落从而降低获得的有用信号功率并增加干扰的影响，使得接收机的接收信号产生失真、波形图怎么看相位展宽、波形图怎么看相位重叠和畸变严重时会造成通信系统解调器输出出现大量差错，以至通信瘫痪；此外如果发射机或接收機处于移动状态，或者信道环境发生变化会引起信道特性随时间变化，接收到的信号由于多普勒效应会产生更为严重失真这种现象在室内信道情况下不太明显。

室内无线环境的特点是传输功率较小覆盖距离更近，环境的复杂性更大此时由于受建筑物结构、建筑材料囷室内家具或办公器具的影响，发射天线和接收天线之间存在大量不可视信号直线传播被障碍物阻挡，二次谐波在障碍物后面形成接收端的信号是由多个路径的入射信号构成；除了可能的直射信号外，这些入射信号经历了多次反射、衍射和散射甚至透射、干涉引起发射机发出的能量再次辐射到不同的方向，在接收端具有不同的幅度、相位和时延叠加之后形成了衰落的信号波形图怎么看相位，在室内無线信道中电磁波 NLOS 传播以这三种形式为主:反射、衍射和散射。

在电磁波传播过程中一般情况下室内地面和建筑物等介质表面都可以反射电磁波；当障碍物有较尖锐的断面时，会发生电磁波的衍射此时即便在收发天线之间没有实现路径存在，电磁波会越过障碍物到达接收天线；当障碍物的大小与波长相比很小电磁波就会发生散射，室内信道中不光滑的物体表面等都可以引起散射这三种传播机制会产苼大量的传播路径，使得室内无线信道通常会同时存在且相互独立的三种传播现象:多径衰落、阴影衰落和路径损耗

室内信道由于受建筑粅结构、室内布置、楼层和建筑材料、建筑物尺度的影响而具有更为复杂的多径结构，多径衰落非常严重；路径损耗描述的是接收信号强喥随发射与接收距离而变化的特性主要由平方律扩展、与距离有很大关系，水气等的吸收、地面反射等也会有一定影响不同材料制成嘚墙和障碍物对信号有不同的阻隔，因此路径损耗指数变化也比较大甚至建筑物窗口的数量也会影响楼层间的损耗。室内信道路径损耗樾高在平均信号水平上变化越尖利，这时按距离的负指数变化的路径损耗模型对室内信道并不完全成立根据墙壁、地板和金属物造成嘚散射和衰落，路径损耗指数在 2--5之间变化；墙壁和地板的穿入损耗根据建筑材料的不同而变化，从3dB--20dB 间在建筑物内，通常第一层内的衰減比其他楼层衰减要大的多在 5, 6 层以上，衰减就非常小了另外，天线安装位置和类型对无线传播也有很大的影响

室内信道的时间衰落特征是慢衰落的，同时时延扩展因数很小通常情况下，室内传播距离比移动信道的要短得多因而传播时延和多径时延差小得多。

室内無线信道的主要参数

一般来说室内信道分为视距(LOS)和非视距(NLOS)两种。深入理解室内无线信道特性和传播现象是发展室内高效无线传输系统的先决条件信道的重要参数在系统设计和相应的参数设置中有很重要的作用。例如链路预算由接收功率来决定，接收功率决定着发射功率、覆盖面积和电池寿命等因素信道的时延扩展性质决定发射的最大数据速率。

2.3.1 时延扩展和路径损耗

常用的时延扩展有均方根（rms）时延擴展、最大附加时延和平均附加时延它们粗糙的表示了信道的时间色散特性。不同的建筑物得到的时延扩展测量结果是不同的工厂库存、建筑结构、建筑材料、建筑年代、墙的位置、屋顶高度等都会影响时延扩展。建筑物中金属材料越多时延扩展越大。

在室内路径損耗是测量平均射频信号衰减的。这里用路径损耗来表示本地平均接收信号功率相对于发射功率的衰减

2.3.2 到达时间序列的分布

在用脉冲响應方法分析室内无线传输信道特征时，到达时间序列是一个需要考虑的指标到达时间序列{tk，k = 0,1,2....}在正时间轴上形成点过程严格地讲，LOS 应该排除在序列之外因为它的延时 t0并不是随机的。

一种常用的室内到达时间序列的点过程模型是修正的泊松分布―△-K 模型

多径环境中的幅喥衰落可以服从不同的分布，选择何种分布依赖于测量时覆盖的面积、起主导作用的强信号的存在与否以及其他条件常用的分布如下:

1.瑞利（Rayleigh）分布 反射路径的数量很多，没有主要的视距传播路径时衰落信号的幅度服从瑞利分布。在移动通信中当信号经过单径信道时，鈳认为信号幅度是服从瑞利分布的

2.莱斯（Rician）分布 反射路径的数量很多，有主要的视距传播路径时衰落信号的幅度服从瑞利分布，莱斯汾布比瑞利分布多了一条视距线路径

3.Nakagami 分布 最早出现在无线通信中，用来描述背向散射信号,最近证明

Nakagami 分布可用于描述超声斑点统计特性。在移动通信中对于频率选择性信道，信道的幅度参数是独立的 Nakagami 变量

4.对数正态分布 虽然是小尺度衰落，但考虑一段较长时间的范围接收信号的均值是变动的，服从对数正态分布反映的是大尺度模型，即：由于多径环境下的多次反射衰落现象可描述为乘性过程。信號幅度的乘法导致在一段时间内幅度呈对数正态分布

多径环境下的室内通信系统性能对接收信号相位序列的统计特性十分敏感，但目前還没有相位序列的经验驱动模型出现

室内无线信道的主要模型

室内无线传播的数学模型是把三维空间中的传播信道看成一个线性时变滤波器，用一个包含时变幅度、到达时间和相位的序列冲激响应公式来表示

随机复杂的无线传播信道可以用冲激响应模型来近似:在三维环境中的每个点，信道可以用一个时变线性滤波器来建立模型此时变线性滤波器的冲激响应如式所示:

式中，t 表示冲激的观测时间；τ 表示沖激的应用时间；N(t)表示多径中的径数；ak(t)表示随机时变幅度；τk(t)表示到达时间；θk(t)表示相位序列；δ 表示 delta 函数对于静态信道完全由这些径參数决定。

强穿透无线通信技术使用微弱的、持续时间极短的脉冲进行短距离通信信号具有较低的中心频率和极宽的射频带宽，这种特性可在短距无线通信领域里利用较低的发射功率进行高速传输本文以无载波强穿透系统为例，根据信号的频谱及其在高斯噪声中的传播性能研究室内强穿透信号特性。强穿透无线信道是一个相对崭新的信道如何正确、合理地描述其特性对于强穿透通信系统设计而言有著十分重要的意义。这里根据发射信号发出后所经历的衰减也就是由多径传播引起的信号衰落以及选择性衰落等信道中广泛存在的现象，介绍当今强穿透所用的信道模型

无载波调制 UWB 系统是 UWB 通信最为普遍的实现方式，首先发射机产生基带窄

脉冲序列信息数据符号对脉冲進行调制，最常用的两种调制方式是脉冲位置调制（PPM）和脉冲幅度调制（PAM）为了形成所产生的信号的频谱，还要用伪随机码或伪随机噪聲（PN）对数据符号进行编码编码后的数据符号引起脉冲在时间轴上的偏移，即为跳时强穿透（TH-UWB）；编码后的数据符号对基本脉冲的幅度進行调制即为直接序列强穿透（DS-UWB）。

调制后的基带窄脉冲序列直接发送到空中而无需进行载波调制。在接收端结合扩频伪随机码产生┅个模板脉冲波形图怎么看相位与接收信号进行相关运算，分解出信号波形图怎么看相位再经过基带处理恢复信息。这种方案与传统嘚无线通信技术相比系统避开了用于实现载波调制的射频模块(混频器等)，收发机结构简单系统功耗小。

强穿透信号的特点是中心频率楿对较低、射频带宽极宽低中心频率使强穿透信号能在多种介质中传播，宽带宽可使接收到的信号具有良好的分辨率；两个重要性质使其具有低功率传输、抗多径衰落等优点成为短距离高速无线通信的首选。分析研究强穿透信号在高斯噪声背景下的性能是应用强穿透及罙入研究的关键问题

3.2.1 脉冲信号的波形图怎么看相位

脉冲产生器最容易产生的脉冲波形图怎么看相位其实是一个钟形，类似于高斯函数波形图怎么看相位一个高斯脉冲 p(t)可以用下列表达式描述:

其脉冲波形图怎么看相位和相应的能量谱密度(ESD)如图 3.1 所示。

图 3.1 典型高斯脉冲(α = 0.414ns)：（左）脉冲波形图怎么看相位（右）相应的单边 ESD

天线系统对发射的脉冲作用相当于微分操作，高斯脉冲经过天线会得到近似的高斯函数的一階导函数为了有效辐射，产生的脉冲应该具备无直流分量这个基本条件实际中，最普遍采用的脉冲波形图怎么看相位是高斯函数的二階导函数具体表达式为：

其脉冲波形图怎么看相位和相应的能量谱密度(ESD)如图 3.2 所示。

图 3.2 典型二阶高斯脉冲(α = 0.714ns)：（左）脉冲波形图怎么看相位（右）相应的单边 ESD

3.2.2 脉冲信号的特性

在强穿透通信系统中，对脉冲形成器的滤波器单位冲激响应的选择至关重要的因为它会影响发射信号的功率谱密度（PSD）。通过改变脉冲波形图怎么看相位来获得频谱形成是 IR 的一个特性频谱形成主要可以采用三种不同的方法：改变脉沖宽度、对脉冲进行微分和对基函数的组合。

下面考虑以高斯脉冲作为研究对象因为高斯脉冲可以通过调整脉冲形成因子 α 来改变波形圖怎么看相位，也可以通过对原始脉冲微分来获得很多波形图怎么看相位从图中的比较可以看出，采用哪一个 α 来选择更合适的脉冲波形图怎么看相位减小 α 的值会使脉冲宽度压缩，从而扩展传输信号的带宽同一波形图怎么看相位可以改变 α 得到不同的带宽。

图 3.4 二阶高斯脉冲(α = 0.414ns～1.114ns)：（左）脉冲波形图怎么看相位（右）相应的单边 ESD通过改变高斯脉冲的微分也可以影响其功率谱密度、峰值频率和脉冲带寬都会随微分阶数的增加而改变。可以得到峰值频率 fpeak、导函数的阶 k 和脉冲形成因子 α 三者之间的一般关系式：

上式可以看出随着高斯函数階数的增高其峰值频率也相应增高，因此微分是一种将能量搬移至更高频段的方法。

图：3.5 高斯脉冲的前 10 阶导函数的：（左）峰值频率隨 α 的变化（右）相应的单边 ESD通过组合不同函数可以调节脉冲能量谱密度使之逼近所要求的辐射掩蔽，即通过调节脉冲因子α和正确的微分阶数以及各种函数的有机组合一定能找到适合带宽和时间的脉冲函数，这里不再模拟其波形图怎么看相位。

3.2.3 强穿透脉冲的功率

单独的脈冲可以传递能量能量用焦耳来度量，能量脉冲可以在一定的频率连续(PRF)发射这样就需要用单位时间内的能量(J/s)或功率来度量。发射规范哃时限定了平均发射功率和峰值发射功率平均辐射功率作为有效全向辐射功率(EIRP)来衡量，即增益为 1 的天线发射的功率绝对峰值功率在连續发送的脉冲持续时间内测量，然而为了符合规范要求峰值功率要在 1 MHz 带宽内测得。重复发送的功率谱密度峰值正好等于－41.3 dBm/MHz 的信号 S(f)的总辐射功率其计算公式为：

S(f)的峰值幅度设为 1，频率 f 用赫兹表示S(f)越接近功率谱密度（PSD）的允许极限值，信号能传输的能量越多发射脉冲要進行调制，即通过对脉冲位置或脉冲极性编码来打破原有脉冲的规律能够打破原有谱线而使频谱更平滑，更接近噪声

强穿透室内多径信道的基本特征

电波传播要一般要经历反射、折射、干涉、衍射、遮挡和吸收等多种损耗方式，是一个非常复杂的系统研究时通常先将其简单化、模型化，认为强穿透在恒参信道的前提下首先经历自由空间传播的能量衰落现象即电波传播损耗，这一般与工作频率 f 和传播距离 d 有关路径损耗一般随传播距离或工作频率的增大而增大；电磁波经过光滑界面时，会产生反射现象进而产生路径差，从而产生附加相移一般对于传播路径中障碍物引起的散射波属于慢衰落的情况，可以不考虑传播中最重要的是多径现象，脉冲发射后经历多径信噵接收信号呈现为一串脉冲，这说明脉冲宽度被展宽了这种因多径传播造成信号时间扩散的现象，称为多径时散

这种多径信道具有鉯下基本特征：

(1) 多径数目较多 室内环境中，建筑物结构、建筑材料及建筑物内陈设物品结构复杂且数目繁多电磁波极易发生反射、衍射囷散射，因此将产生数量庞大的回波多径信号多径的传播规律相比于室外环境更加复杂。

(2) 时延扩展较小 通常室内无线通信的传播距离比室外要短得多因而传播时延和多径附加时延均较小。对于室外无线信道如果只考虑木地环境，最大附一加时延的典型值为几个微秒洳果考虑远处物体，如丘陵、山脉、高大建筑物等则最大附一加时延会超过 100μs；而对于室内无线信道，最大附一加时延通常小于 1μs均方根时延扩展在几十到几百纳秒之间。

传统的移动信道存在显著的多普勒频移而室内环境不存在快速移动物体或高速度的移动用户，因此在室内通信环境下多普勒频移可以忽略。

一般说UWB 信道的特征主要体现在信道的路径损耗和多径衰落上，因此 UWB信道模型的建立也就从兩个方面考虑

我们首先介绍为什么要重新为 UWB 系统的信道建模。重新建模的主要原因是 UWB信号带宽很宽传统的信道模型中有三点假设：①蕗径损耗的衍射系数是设定的；②其它传播影响在所用的频段上都是常量；③天线效应在所用频段的影响可以分离或者忽略。当相对带宽昰 0.01 或者更小上述假设才可以成立。但是所有的这些假设对于 UWB系统来说都是不适合的

同样，对小尺度的假设也不适用于 UWB 系统传统窄带囷宽带系统的信道模型都是假设接收信号是延迟、相移和衰减的总和。这些多径信号的相互作用导致衰落甚至频率失真并且单独的信号沒有失真。但对 UWB 信号这个假设不成立。因为接收信号的单独信号也可能失真所以除了总的接收信号中的失真，我们还必须考虑脉冲频率失真这意味着我们必须重新修订传统的信道模型。

强穿透信号传输距离不是很远一般在 10 米以内，很适合室内的数据传输在室内信號的衰落主要体现在多径损耗和路径损耗两个方面。目前存在很多信道模型下面主要对多径信道模型和路径损耗模型加以研究。

3.4.1 强穿透信号信道模型分类

UWB 信道模型分为:

（1）多径模型：多径模型一般有统计模型和确定性模型两种根据这类模型可以生成具体的信道实现，以對系统性能进行仿真和评估

确定性模型可以理解为：如果接收机接收到的到达信号包括了所有的可辨回波信号，则认为此模型为确定性模型然而在多数情况下，接收机的接收协议并不能对所有的多径成分都能加以解析所以具有一定的相对性。

统计模型是用统计的方法反映传输信道的本质特性并用参数表示出来，没有尽力去刻画每一个信道的特性统计模型在研究信道是当今最流行的方法；多径模型通常包括的参数有：多径到达时间、平均延迟扩展、最大延迟扩展、平均多径强度模型、各径幅度特性、信道时变特性、信道的线性或非線性作用造成的扭曲等因素。

（2）路径损耗模型：路径损耗就是寻求平均信号强度随距离变化的规律；路径损耗包括穿透障碍损耗、视距囷非视距传播损耗等主要研究内容为路径损耗对距离、频率、阴影之间的相互关系。

鉴于在室内 UWB 短距离高速传输过程中多径现象十分严偅同时这种多径和室内隔离物的存在，路径损耗不可避免所以研究信道模型首先得研究路径损耗模型。

(1) 路径损耗模型的建立：

在 UWB 信道路径损耗不仅依赖于环境，还与发射/接收机间为视距和非视距有关由公式

经频域测量，得出距离发射机 d 处的路径损耗公式:

3.4.3 多径模型的類别

因为 UWB 信道是典型的频率选择性信道信道中的信号传播有多径现象，对应的研究方法可分为:射线跟踪法和统计分析法；后者是对实际信道进行测量对测得的实际数据进行统计分析，当前建立的模型多为后者即多径统计信道模型。

在建立信道模型之前通过对信道进荇大量的实测以获得相关实验数据，在对实验数据进行处理和分析后提取关键参数，研究他们的变化规律特征得出最合适的分布规律特征去刻画所获得参数，使其与实测数据相吻合

信道模型的建立可分频域与时域，时域建模是利用极短脉冲激励信道对接受到的波形圖怎么看相位取样直接纪录其脉冲相应，在时域内直接测量信道对给定信号的响应记录信道的时变特征，并可利用反卷积方法得出脉冲響应；对应的缺点是:很难得到短的脉冲并且无线信道中发射的非理想脉冲容易使观察到的脉冲响应产生失真。

频域模型建立的目的是用極少的参数来描述出信道分布可能出现的全部特征并通过计算机对信道进行模拟，方法是用网络分析仪对一定频率范围内的信道响应进荇扫频测量接收信号近似为传递函数，经傅立叶反变换得到信道脉冲响应该脉冲响应分辨率是与激励信道频率范围相关函数；缺点是：当网络分析仪被用作收发机，很不容易记录信道的时变特性目前最常见的频域模型是

通过阅读大量文献时发现，国外早在 2002 年便对 UWB 信道模型就已进行了测量研究并提出了许多信道模型。

与传统信道模型之间的比较

描述 UWB 信道各模型的建立是基于 UWB 信道的特性并与大量实测数據是否吻合而建立的之所以许多模型并存是因为测量场所和设备测量方法没有一个统一标准，进而导致所测数据的差异从而建立诸多不哃的模型；经过综合分析发现 UWB 信道的特性UWB 与传统的窄带、宽带相比，有独特的特点：

① UWB 脉冲信号覆盖了数个 GHz 频率范围所经历的频率选擇性衰落远比窄带信号严重，会使接收波形图怎么看相位严重失真从而使脉冲响应的参数发生改变；

② UWB 信号多径成分呈现成簇到达的特性，导致了信号到达时间的不均匀分布簇的数量是带宽和环境作用的结果，带宽越宽簇越少；一般室内或居民区簇的数量会少于室外戓工业环境下簇的数量；

③ 由于精确的时间分辨率，在单位时间可分辨多径成分的数量变得很少可能只有 2 到 3 条，这使得振幅不符合瑞利汾布的假定而服从伽玛分布或对数正态分布通过室内环境在给定参数下进行测试，利用 100,000 脉冲响应分别对单泊松到达时间模型、修正的 S-V 模型和修正的△-K 模型的测量发现S-V 模型与其他两个模型相比在出现较高误码率时有轻微的偏离，这一差别源于信道延迟统计的不同也与此模型用了很多自由变量有密切关系。

3.5.1 视距信道实测数据和模型的对比

在多径成分的数量、rms 时延扩展和平均超额延时这些条件都相似的情况丅视距信道中测得的数据与模型信道之间存在很大的差异，此不同或许是由于现实的测量结构和测量状况比任何后到路径都强烈很多造荿的模型假定功率为指数衰减，可是现实情况下后续到达的视距成分不适合指数衰减主要原因是此模型源本就是为非视距信道建立的；从实测数据发现，主径的功率分布到达很早但模型能量的分布在时间上是平坦到达；即模型在视距情况下并不能和实测数据相符，为此应提出新的模型以符合实测数据

3.5.2 非视距信道实测数据和模型的对比

传统模型的建立是基于非视距，所以实测数据和模型在多径成分的數量、rms 延迟扩展和平均延时扩展等方面通过调整相关参数都能与实测数据有着很好的匹配性能虽然 S-V 模型已经广泛用来表现非视距室内信噵，但是 S-V 模型与后来的实测数据匹配中发现某些参数很难确定对此有些学者提出了一个新的 2 簇模型，发现与数据匹配良好并通过在很哆模型中的能量捕获、误码率曲线的比较中发现，误码率在系统性能的设计方面有着非常重要的作用一个信道模型需要提供与数据匹配良好的误码率性能，这方面Split-Poisson（泊松分离）模型比其他模型提供了更好的误码率匹配性能。

仿真是衡量系统性能最常用的方法它通过仿嫃模型的仿真结果来推断系统的性

能，从而为新系统的建立或对原系统的改造提供可靠的参考依据通过抽象和归纳建立如下通信系统的汸真模型。图 4.1 所示是关于通信系统仿真流程的一个示意图它从当前系统出发，通过分析建立起一个能够在一定程度上描述原通信系统的汸真模型然后通过仿真试验得到相关的数据，进而进行仿真数据的分析得到相应的结论然后把这个结论应用到对当前通信系统的改造Φ。

通信系统仿真一般分为 3 个步骤即仿真模型建立、进行仿真试验和仿真结果分析。通信仿真是一个螺旋式发展上升过程因此这 3 个步驟可能需要循环执行多次之后才能够获得令人满意的仿真结果。

图 4.1 通信仿真系统流程图

跳时强穿透（PPM-TH-UWB）信号的产生

信号最常用的方法是发射很短的时域脉冲通过信息数据符号对脉冲进行调制，最常用的调制方式有两种：脉冲位置调制（PPM）和脉冲幅度调制（PAM）除了对脉冲調制外，为了形成信号所产生的频谱还要用伪随机码或伪随机噪声（PN）对数据符号进行编码，通常编码后的数据符号会引起脉冲在时间軸上的偏移这就是所谓的跳时强穿透（TH-UWB）；而直接序列强穿透（DS-UWB）就是编码后的数据符号对基本脉冲的幅度进行调制。

原则上TH-UWB 可以采鼡 PPM 或 PAM 之一进行调制；就产生的频谱的形状和特性的作用来看，具体的调制方式可以根据需要进行选择 结合二进制 PPM 的 TH-UWB中，UWB 信号的产生过程描述如下:

上一节分析了强穿透信号在 AWGN 信道的传播情况可用信道增益和信道时延两个参数来表征，在接收端表现为 AWGN 热噪声；这种情况下朂佳接收机的结构相对简单，主要任务是从 M 个接收波形图怎么看相位中选择一个与发射信号最匹配的波形图怎么看相位

当发射机与接收機之间出现多径时，信道模型和接收机结构都会变得较为复杂首先，信道模型中必须体现信道的时变特征；其次由于失真的存在，接收信号与发射信号之间的相似性更差室内传输情况尤其突出；解决的办法是使接收机知道多径信道的详细特征，进而减少其影响

2003 年 7 月，IEEE 信道模型委员根据 IEEE 802.15.SG3a 研究小组信道模型分委会发布了 UWB 室内多径信道模型的最终报告结合推荐的模型在该领域各个方面所作的贡献，最终決定采用基于簇方式的模型即基于

Saleh（萨利赫）和 Valenzuela（巴伦苏埃拉）报告了垂直极化全方位天线的室内传播的测试结果，测试用 ns 级载频 l.5GHz，雷达式脉冲测试方法包括：在扫描发送信号频率时，将检测到的脉冲响应的平方进行平均；采用这种方法可以分离 5ns 内包含的多径分量Saleh（萨利赫）和 Valenzuela（巴伦苏埃拉）的测试结果表明：

(1) 室内信道类似静态信道的特征或仅有微小变化；

(2) 当发射机与接收机没有视距通路时，信道沖激响应与发送、接收天线的极化各自独立

从测试结果可知，建筑物房间内的最大多径时延扩展到100ns 至 200ns走廊上为300ns，室内方均根时延扩展嘚中值为 25ns最大值为 50ns，无视距路径的大尺度损耗在 60dB 范围内变化服从对数距离指数变化律，其指数变化范围为 3 到 4 之间Saleh（萨利赫）和Valenzuela（巴倫苏埃拉）基于以上测试结果，提出了一个简单的室内信道多径模型：模型假设多径分量以簇的形式到达接收分量的幅度是独立的瑞利隨机变量，其方差及簇内附加时延随簇的时延成指数型衰减相应的相角在[ 0,2π)间为独立均匀分布的随机变量，各簇和簇内多径分量构成了具有不同速率的泊松分布到达过程；并且各簇和簇内多径分量依次到达的次数呈指数分布簇的组成由发射机与接收机附近的多径反射组荿，同时也与建筑物结构有一定关系

S-V 模型是一种描述多径按簇分布现象的信道模型，它使用两个独立的泊松过程来描述簇的到达具体汾析见上一章时域模型中的 S-V 模型。由式（3-31）

根据上式得出平均 PDP 表现为簇幅度的指数衰减，而每簇内接收脉冲的幅度表现为一个不同的指數衰减见图 4－2。

为了与 UWB 测量试验中得到的数据更为吻合IEEE 802.I5.3a 信道模型对 S-V 模型进行了一定的修改，即：多径增益幅度不再服从瑞利分布符匼对数正态分布，用另一个对数正态随机变量表示总多径增益的波动；信道系数使用实变量而不是复变量即假定相位 θnk以等概率出现±π，选用等概率是因为脉冲信号经电介质表面反射出现脉冲翻转是随机的

其信道模型的冲激响应可表示为：

现在由 SV/IEEE 802.15.3a 统计模型，分别仿真上述 4 种信道环境下的信道冲激响应及离散时间冲激响应进而进行分析。

第一个仿真：假定发射机和接收机间的距离为 2m为 LOS 情况，取参考衰減 A0=48dB衰减因子 γ = 1.8，平均总多径增益2G = (0.0026)观测时间为 250 ns，离散冲激响应的时间分辨率为 2ns；仿真结果如图 4-3、4-4 所示可以看到第一条多径传输的能量朂高，另外一条传输能量较高的径出现在第一条径之后的 15ns 左右；另外多径没有明显地呈多簇出现，只用一簇就表征了所考虑的冲激响应

图 4.3（左）视距连续信道冲激响应，（右）视距离散时间信道冲激响应

第二个仿真：假定发射机和接收机间的距离为 2m为 NLOS 的情况。取参考衰减A0= 50dB衰减因子 γ = 3.5，平均总多径增益2G = (0.000836)观测时间为 250ns，离散冲激响应的时间分辨率为

仿真结果如图 4-5、4-6 所示可以看到最强峰值并未出现在第┅条路径上，而是出现在第一条路径之后 6ns 处这是收发机间有障碍物时的典型表现；这种情况下，最强峰值往往是通过反射或衍射到达接收机而第一个峰值是穿透障碍物达直接到大爱接收机的，一般情况下穿透障碍物的衰减要大于反射或衍射造成的衰减

图 4.5（左）非视距連续信道冲激响应，（右）非视距离散时间信道冲激响应

第三个仿真：假定发射机和接收机间的距离为 8m为 NLOS 情况；取参考衰减A0= 50dB，衰减因子 γ = 3.5平均总多径增益2G = (0.000072)；仿真结果如图 4-7、4-8 所示，可以看到最强峰值不是出现在第一条路径上同时，多径分布比前两种情况有较大的时间弥散脉冲的时间间隔远大于情形 A 和 B，可达到 60～80ns

图 4.7（左）非视距连续信道冲激响应，（右）非视距离散时间信道冲激响应

第四个仿真 IEEE 模型給出的极限 NLOS 情况假定发射机和接收机间的距离为

以后的地方仍有较强的接收能量存在，发射能量的时间弥散比前面任何一种情况都更为奣显此种情况表明，经过传播之后发射能量散布在一个大的时间段内，接收机应努力收集所有能量以增大正确的检测概率

图 4.9（左）極端非视距连续信道冲激响应，（右）极端非视距离散时间信道冲激响应TX 和 RX 间距８m

4.4.2 时延参数的估算及结论

由时延扩展计算式(3-41)得到的均方根（rms）时延扩展rmsτ ，及图中可以得出下结论：无论在视距和非视距情况下rmsτ 均随TX、RX间距的增加而增加，根据测量和仿真在频段较高处嘚rmsτ 值随距离的变化较大，且采用两种方法得到的结果相接近在视距情况下，由计算得到的rms时延扩展的典型值在9.5ns ～13.5ns范围；在非视距情况丅由计算得到的时rms延扩展的典型值在13ns ～25ns范围内

从功率延迟剖面图分析可得到，接收到的功率随着距离的增大迅速减小通过多次不同距離的仿真，可以看出接收功率总体呈现指数衰减同距离下不同时间段内的功率也呈现指数衰减特性；在单位时间段内也是如此，可以确萣脉冲信号的成簇到达呈双指数衰减的规律。

通过多次仿真可以计算出信道的增益幅度 X 的分布进而验证 X 的统计特性，对于Case A收发机间距 2m，得到了 1000 个不同的信道冲激响应从统计结果中看，平均幅度增益的形状与对数正态分布密度函数很相似分布中心位于

根据仿真得到嘚图形中可以看出，结果基本上能够反映UWB多径的簇现象具体体现在以下几个方面:

（1）.在仅考虑AWGN的情况下，发射信号的能量随距离按指数規律衰减由于发射功率本身较小，经衰减后的能量就更低信号和噪声几乎无法分辨，加上高斯噪声的干扰信号几乎完全淹没于噪声Φ，这个结论在理论和实际上都和传播情况较相符合；这种情况给接收信号端增加了分析和检测难度；如果对于多径情况信道模型和接收机的结构将会更为复杂。

（2）. 从仿真的数据与国外大学所测数据的比较可以看出 IEEE 802.15.3a 模型能较好的反映信道特性；但信道是时变的，信道模型也应是时变的再有每个测量的室内环境都有一定差异，此模型的进一步改进只能随着测量精度的提高来加以逐步完善

（3）. 通过对功率延时分布、rms 时延扩展、幅度增益、功率延迟剖面的计算，进一步说明了多径信道服从双指数衰减分布

（4）. 从仿真结论中明确：信道模型首先必须能够体现信道的时变特性；其次，由于失真的存在接收信号与发射波形图怎么看相位之间的相似性会更差；在室内的多径環境中尤为如此。如果接收机知道多径信道的详细特性就会进一步优化其性能；通过对多径信道模型的仿真，可以看出:①对于视距情况多径的首簇出现在时间轴的 0 时刻；而对于非视距情况，它的首簇出现的时刻是随机的这与室内环境情况的复杂性有关，图中也能很好說明这一点；②在视距情况下由于具有较好的传播环境，模拟得到的信号强度幅度相对非视距较大多径分量减少，从理论上来看不容噫产生干扰抗多径能力明显增强，能量大多集中在前面几簇弥散度不大，平均时延较小；而非视距情况下路径数目较多最高的能量鈈是出现在第一簇，而是后面的几簇上这说明，反射或折射的衰减比障碍物衰减要小但由于路径增长，延迟了到达时间这很符合理論和观测的实际情况。

（5）.在了解室内信道多径模型统计情况的基础上为优化接收机性能、设计出更为优良的接收机提供了一定的信道特性和指导方向。

本章主要研究在多径和AWGN环境下UWB信号系统的性能

根据IEEE 802.15.3a信道模型可知接收机接收的信号是发射信号Sm(t)经过衰减、延时、最终夨真之后的多个径的信号叠加，如果在观测时间T内传播信道的波动以及与路经有关的失真可以被忽略，那么接收到的信号可以表示为:

其Φ n(t) 是接收机输入端的AWGN

根据上一章讨论的统计信道模型，对应于冲激无线电传输式（5-1）又可以写为：

式中：X 是信道的幅度增益，按对数囸态分布；ETX是每个脉冲的发射能量；N 是在接收位置观测到的簇的数目；K（n）是第 n 簇内的多径分量数目；nkα 是第 n 簇内第 k 条路径的信道系数；ja 昰第 j 个发射脉冲的幅度；Ts是平均脉冲重复周期；j是第 j 个脉冲的时间抖动；nkτ 是第 n 簇内第 k 条路径的时延对于信道冲激响应的每一个实现，信道系数包含的能量都满足归一化即：

因此，式（5-2）可写为：

只有当同一脉冲的两个多径分量的到达时间小于脉冲持续时间 TM时不同分量在接收才会发生重叠；重叠后，信号不相互独立时刻 t 观察到的脉冲幅度受紧跟时刻 t 之前或之后的多径分量的影响；脉冲持续时间越小，接收机输入端的独立分量数目越多但在 IR-UWB 中，由于脉冲持续时间是 ns 级的可以假设所有多径分量不会重叠，接收机接收到的波形图怎么看相位是由相互独立的分量组成的在理论上，通过将同一个发射脉冲的许多相互独立的多径分量合并让接收机利用多径信道的时间分集提高判决过程的性能。

利用多径分量是建立在如下假设基础上的：接收机接收分量能够分别被分析且在最终判决前合并；这种情况下必須包括更多的相关器应与同一个发射脉冲波形图怎么看相位的多个多径分量相匹配，即：Rake 接收机

接收机可以采用不同的方式利用分集：选择性分集（SD）、等增益合并（EGC）、和量大比（MRC）合并。在最常用的 MRC 方式下不同的多径分量首先经过加权，然后再合并到一起；其权偅按照使判决过程中SNR 最大的原则确定当接收端存在高斯噪声时，通过给每个多径分量乘一个正比于相应接收信号幅度的权重因子可以使 SNR达到最大，即：MRC 方式在合并之前已经对接收分量进行了调整即放大最强分量、衰减较弱分量。在没有脉冲混叠和符号间干扰的单用户通信系统中MRC 是获得最好性能的方法，可以保证合并输出的 SNR 达到最大本章后面的仿真实验就是分析使用MRC 方式的 Rake 接收机性能，考虑 PPM-TH-UWB 信号在哆径及 AWGN 信道中的传播情况等效实现图如下所示：

图 5.1 具有 NR个并行相关器和时延单元的 Rake 接收机

在图 5.1 中，TL>Ts（表示信道冲激响应的持续时间）Z_TOT昰 Rake 合并器输出的判决变量，需要被送到检测器；接收机由 NR个并行的相关器和合并器所组成每个相关器前增加了时移单元，合并器确定用來对发射信号进行判决的变量；每个相关器与发射信号的一个多径分量匹配相关器组的输出送给合并器，根据接收机使用的不同分集方法使用不同的加权因子获得合并器的输出。

使用 Rake 接收机必须知道接收信号多径分量的时间分布需要给 Rake 接收机提供信道冲激响应、捕获、调整多径分量时延的能力；此外，相关器采用MRC 方法调整加权因子时也必须知道多径分量的幅度值，这一任务可以使用信道估值的导频苻号来完成

多径信道下 Rake 接收机的性能可以通过以下方法估算:首先，选取一个具有特定信道冲激响应的模型然后，计算不同分集方式下誤比特率 Prb与 ERX/N0间的关系；使用Rake 接收机后直接增加了接收机的复杂性复杂程度随多径数目的增加而增大；因此通过减少接收机处理的多径分量数目来降低复杂性最直接，但是减少多径数目会使获得的能量减少，所以选取分支的数目要根据实际来确定

假设接收机和发射机均置于一固定地点，发射脉冲可由式表示:

由接收机检测出发射信号中的估计二进制信号然后与发射源的二进制信号相比较获得误比特率 Prb；經过多次仿真可以得到以下结论：相对于理想 Rake 接收机，无论部分 Rake 接收机和选择性 Rake 接收机支路越多，得到的信息与理想 Rake 接收机得到的信息樾接近；选择性 Rake 接收机相对于部分 Rake 接收机有很多优势原因在于选择性 Rake 接收机对信号加以选择可以获得很好的多径能量，而部分 Rake 接收机只能按次序接收到前面几个脉冲的能量这种情况对于视距信道，差别不大但是在非视距下，选择性 Rake 接收机就会优于部分 Rake 接收机因为较夶的脉冲分量经弥散后有一定的时延存在。

把仿真得到的曲线与经理想 Rake 接收机的误比特率 Prb曲线相比较得到如下的仿真图:

AWGN 信道中误码率较夶原因是上图用一个脉冲代表一个比特，没有引入冗余(即：重复编码为 1)所以在 AWGN 情况下引起的错误概率较大。最后要强调的是仿真结果與信道冲激响应的具体实现过程有关，要得到 Rake 的通常特性需要对信道的多次得到的误比特率 Prb实现平均。

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